Matthew “Rusty” Juszkiewicz

經(jīng)典的四電阻差動(dòng)放大器解決了許多困難的測(cè)量問(wèn)題。然而，總有一些應(yīng)用需要比這些放大器提供的更大的靈活性。由于差動(dòng)放大器中電阻的匹配直接影響增益誤差和共模抑制比（CMRR），因此在單個(gè)芯片上實(shí)現(xiàn)這些電阻可實(shí)現(xiàn)最佳性能。然而，僅依靠?jī)?nèi)部電阻來(lái)設(shè)置增益，用戶無(wú)法靈活地選擇制造商設(shè)計(jì)選擇之外的所需增益。

在信號(hào)鏈中使用固定增益放大器時(shí)，如果需要更多增益，通常會(huì)增加另一個(gè)放大器級(jí)以實(shí)現(xiàn)所需的總增益。雖然這種方法效果很好，但它會(huì)增加整體復(fù)雜性、所需的電路板空間、噪聲、成本等?；蛘撸€有另一種方法可以在沒(méi)有第二增益級(jí)的情況下增加系統(tǒng)增益。通過(guò)在固定增益放大器上增加幾個(gè)電阻來(lái)提供正反饋路徑將減少整體負(fù)反饋，從而獲得更高的總增益。

在典型的負(fù)反饋配置中，反饋到反相輸入端的輸出部分稱為β，電路增益為1/β。當(dāng)β = 1時(shí)，整個(gè)輸出信號(hào)返回到反相輸入，并實(shí)現(xiàn)單位增益緩沖器。β值越低，增益越高。

圖1.負(fù)反饋：同相運(yùn)算放大器配置。

為了增加增益，必須降低β。這可以通過(guò)增加R2/R1的比率來(lái)完成。但是，對(duì)于固定增益差動(dòng)放大器，無(wú)法降低反相輸入端的反饋，因?yàn)檫@需要更大的反饋電阻或更小的輸入電阻。通過(guò)向差動(dòng)放大器的基準(zhǔn)引腳提供輸出反饋，從而向同相輸入提供反饋，現(xiàn)在可以提高以前固定增益放大器的增益。運(yùn)算放大器的組合β（βc）是β–和β+之間的差值，這將決定新的增益和帶寬。請(qǐng)注意，β+提供正面反饋，因此應(yīng)注意確保凈反饋保持負(fù)面（β– > β+）。

圖2.組合測(cè)試版。

為了使用β+調(diào)整電路增益，第一步是計(jì)算β–（對(duì)于初始電路β）。請(qǐng)注意，衰減項(xiàng)G_attn是差動(dòng)放大器正輸入端的信號(hào)與運(yùn)算放大器同相輸入端的信號(hào)之比。

一旦選擇了所需的增益，就可以確定所需的β，從而確定β+。由于固定增益放大器具有已知增益，因此β的計(jì)算非常簡(jiǎn)單。

量β+正好是輸出信號(hào)中返回到運(yùn)算放大器同相輸入端的部分。請(qǐng)記住，由于通過(guò)β+的反饋將進(jìn)入基準(zhǔn)引腳，因此信號(hào)將通過(guò)兩個(gè)電阻分壓器（見(jiàn)圖3），為了實(shí)現(xiàn)正確的β+，需要考慮這兩個(gè)分壓器。

差動(dòng)放大器的一個(gè)關(guān)鍵特性是CMRR。正負(fù)網(wǎng)絡(luò)上的匹配電阻比對(duì)于良好的CMRR至關(guān)重要，因此還應(yīng)與正輸入電阻串聯(lián)一個(gè)電阻（R5），以平衡基準(zhǔn)引腳上增加的電阻。

圖3.四電阻固定增益差動(dòng)放大器：增益調(diào)整。

為了確定電阻R3和R4的所需值，可以使用戴維寧等效電路來(lái)簡(jiǎn)化分析。

圖4.戴維寧等效電路。

如上所述，為了保持良好的CMRR，必須添加R5。R5的值由R3和R4的并聯(lián)組合與輸入衰減器中的電阻比率相同決定。由于R1/R2的比率=（1/G_attn）-1，R1和R5可以用比率的R2和R3代替||R4，分別。

圖5.簡(jiǎn)化的正輸入電阻網(wǎng)絡(luò)。

如前所述，來(lái)自 V 的增益外簡(jiǎn)化電路的 to A_in+ 必須等于 1/β+。

由于R3和R4加載運(yùn)算放大器，因此應(yīng)注意不要選擇過(guò)小的值。一旦選擇了所需的負(fù)載（R3 + R4），R3和R4的值就可以從公式4中輕松計(jì)算出來(lái)。一旦確定了R3和R4，就可以從R5計(jì)算R3||R4 × α。

由于這種技術(shù)依賴于電阻的比率，因此具有很大的靈活性。在噪聲和功耗之間需要權(quán)衡，電阻值應(yīng)足夠大，以防止運(yùn)算放大器過(guò)載。此外，由于R5與R3和R4成比，因此應(yīng)使用相同類型的電阻器以在整個(gè)溫度范圍內(nèi)保持良好的性能。如果R3、R4和R5一起漂移，則比率將保持不變，并且由于這些電阻而引起的熱漂移（如果有的話）將最小。由于運(yùn)算放大器的噪聲增益會(huì)增加，因此所得帶寬將按照增益帶寬乘積的βc/β–之比減小。

這種技術(shù)的一個(gè)很好的應(yīng)用是AD8479，它是一款單位增益、高共模差動(dòng)放大器。AD8479能夠在±600 V共模模式下測(cè)量差分信號(hào)，并且具有固定單位增益。某些應(yīng)用需要大于單位的增益，前面描述的技術(shù)非常適合。電流檢測(cè)應(yīng)用的另一個(gè)常見(jiàn)增益為10，因此設(shè)G1 = 10。

由于AD8479會(huì)衰減共模信號(hào)，然后增益差分信號(hào)以獲得單位的系統(tǒng)增益，因此在實(shí)現(xiàn)增益調(diào)整時(shí)需要考慮這一點(diǎn)。

由于正基準(zhǔn)的增益為60，正輸入的增益為1，因此電路的噪聲增益為61。此外，由于總增益為單位，因此G_attn必須為1/噪聲增益：

使用公式6，可以輕松計(jì)算R3和R4：

AD8479的增益額定值為2 kΩ負(fù)載，因此這是R3 + R4的目標(biāo)增益。

為了使用標(biāo)準(zhǔn)電阻值構(gòu)建該電路，需要使用并聯(lián)電阻來(lái)實(shí)現(xiàn)比單個(gè)標(biāo)準(zhǔn)電阻更精確的比率。

圖6.G = 8479時(shí)AD10：最終原理圖。

從圖 7 可以看出，生成的輸出（藍(lán)色）為輸入（黃色）的 10×符合預(yù)期。

圖7.G = 8479時(shí)AD10：輸入和輸出示波器捕獲。

增益10電路的標(biāo)稱帶寬預(yù)計(jì)為1/10千典型AD8479帶寬，因?yàn)棣耤/β– = 1/10，實(shí)際測(cè)得的–3 dB頻率為48 kHz。

圖8.G = 8479時(shí)AD10：–3 dB頻率。

圖9顯示，得到的脈沖響應(yīng)和特征與預(yù)期一致。壓擺率與標(biāo)準(zhǔn)AD8479壓擺率相匹配，由于帶寬降低，建立時(shí)間更長(zhǎng)。

圖9.G = 8479時(shí)AD10：脈沖響應(yīng)。

由于新電路向運(yùn)算放大器的兩個(gè)輸入端提供反饋，因此運(yùn)算放大器的共模受任一輸入端信號(hào)的影響。這會(huì)改變電路的輸入電壓范圍，因此應(yīng)對(duì)其進(jìn)行評(píng)估，以避免運(yùn)算放大器過(guò)驅(qū)。此外，由于噪聲增益增加，輸出端的頻譜和峰峰值電壓噪聲也將增加相同的系數(shù)。但是，當(dāng)信號(hào)以輸入為參考時(shí)，影響可以忽略不計(jì)。最后，增益增加電路的CMRR等于前一個(gè)電路的CMRR，假設(shè)電阻R3、R4和R5沒(méi)有增加額外的共模誤差。由于實(shí)現(xiàn)R5是為了校正R3和R4的相加CMRR，因此可以使用R5將CMRR調(diào)諧到比原始電路更好的位置。但是，這將需要微調(diào)，并且在此過(guò)程中您將以CMRR的增益誤差進(jìn)行交易。

該過(guò)程可用于利用固定增益差動(dòng)放大器的優(yōu)勢(shì)，而不受其固定特性的限制。由于該技術(shù)是通用的，因此可以與許多其他差動(dòng)放大器一起使用。只需增加三個(gè)電阻即可在信號(hào)鏈中實(shí)現(xiàn)極大的靈活性，而無(wú)需添加任何有源元件，從而降低成本、復(fù)雜性和電路板間距。

審核編輯：gt