新型EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源的原理分析

0??? 引言

??? 隨著高新技術的發(fā)展，越來越多的高精密負載對輸入電源，特別是對交流輸入電源的穩(wěn)壓精度要求越來越高。但是，由于電力供求矛盾的存在，市電電網電壓的波動較大，不能滿足高精密負載的要求，需要在市電電網與負載之間增設一臺高穩(wěn)壓精度的寬穩(wěn)壓范圍的交流穩(wěn)壓電源。

??? 交流穩(wěn)壓電源形式有很多種，目前應用較多的三相柱式交流穩(wěn)壓器，由于用的是機械傳動和碳刷觸點進行調節(jié)，因而存在工作壽命短、可靠性差、動態(tài)響應慢等缺點。正在被一種無觸點多補償變壓器式交流穩(wěn)壓電源所取代。

??? “補償”的概念有補足和抵消兩種意思。所謂多補償變壓器式交流穩(wěn)壓電源，就是用多個（一般是2～4個）補償變壓器，將其次級串入主電路中，通過由雙向晶閘管或固態(tài)繼電器組成的“多全橋”變換電路，采用有選擇的切換或通過切換串入補償變壓器的個數進行有級補償，來達到穩(wěn)壓目的。由于沒有機械傳動和碳刷，因而提高了壽命與動態(tài)反應速度，使交流穩(wěn)壓電源的整體性能大大提高。但也存在著一些缺點，諸如只能有級調壓，調節(jié)精度不高，使用的補償變壓器及控制開關較多，電路相對復雜等。本文取其優(yōu)點、避其缺點，提出了用等脈寬調制（EPWM——equal-pulse width modulation）高頻斬波器進行補償的交流穩(wěn)壓電源以供參考。它是作者曾經研制和發(fā)表過的“PWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源”的一種改進變形電路（參見電源世界2002年第1期及電源技術應用2002年第3期），比原電路更簡單，也更合理一些。

1??? 工作原理

??? EPWM斬波式交流穩(wěn)壓電源的簡化原理電路如圖1所示。它是由主電路和控制電路兩部分組成的。主電路是由EPWM橋式斬波器V₁～V₄及其輸出變壓器Tr、直流整流電源V_D1～V_D4和輸出交流濾波器L_F、C_F組成。橋式斬波器通過其輸出變壓器Tr的次級串聯(lián)在市電電源與負載之間，以便對市電電壓的波動進行正、負補償。橋式斬波器輸出電壓中的諧波，由濾波器L_FC_F來濾除。橋式斬波器所需的直流電源，由取自穩(wěn)壓電源輸出端的市電電源，通過整流器V_D1～V_D4來供給。這里應該指出的是，EPWM橋式斬波器V₁～V₄并不是工作在逆變器狀態(tài)，而是工作在橋式斬波器狀態(tài)。這是由它的EPWM工作方式、直流電源電壓波形和直流電容C_d值的大小及其功能來區(qū)分的。如圖2所示，橋式斬波器的直流電壓，不是通過電容C_d把整流電壓濾波成恒定的平滑直流電壓，而是仍然為單相橋式整流電壓的波形。直流電容C_d不再具有直流濾波功能，而只是為了創(chuàng)造一個續(xù)流通路而設置的。對于感性負載，在一個斬波開關周期內續(xù)流的能量是很小的（由于斬波頻率較高），所以C_d的值也很小，C_d的充放電速度很快，不會影響整流電壓的上升或下降速度，使C_d上的電壓與不濾波的整流電壓波形相同。也就是說，由于電容C_d的值很小，它只允許續(xù)流電流通過，不再具有直流濾波功能，因此對整流波形不產生影響。這就說明橋式斬波器是工作在EPWM斬波狀態(tài)，而不是工作在逆變狀態(tài)。

圖1??? EPWM斬波式交流穩(wěn)壓電源的簡化原理電路框圖

圖2??? EPWM橋式斬波器主電路

??? 斬波式交流穩(wěn)壓電源的控制電路，是由市電輸入電壓整流檢測電路、比較電路、EPWM電路和橋式斬波器開關V₁～V₄工作狀態(tài)的切換和觸發(fā)電路組成。在市電電壓整流檢測電路中，加入對濾波電感L_F上的電壓檢測，是為了減小濾波電感L_F的電抗對穩(wěn)壓精度的影響。

??? EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源工作原理如圖1所示。當市電電壓波動時，通過對市電輸入電壓u_s及濾波電感L_F上電壓的整流檢測電路，得到電壓信號U_S.L，將U_S,L與基準參考電壓U_r進行比較，得到誤差電壓ΔU。當U_S,L>U_r時（市電電壓上波動）得動＋ΔU，＋ΔU使EPWM調制器中的比較器U₂不能工作，只能使比較器U₁工作，＋ΔU通過與三角波u_c在U₁中進行比較，在＋ΔU大于三角波的部分產生出EPWM脈沖信號，此信號通過“狀態(tài)切換觸發(fā)電路”對橋式斬波器中的開關管V₁～V₄進行控制，在其輸出變壓器Tr次級產生負補償電壓－u_co，使負載電壓U_L=U_S－U_co=U_r；當U_S,L<U_r時（市電電壓下波動）得到－ΔU，－ΔU使EPWM調制器中的比較器U₁不能工作，只能使比較器U2工作，－ΔU通過反相器與三角波u_c在U₂中進行比較，在ΔU大于三角波部分產生出EPWM脈沖信號，此信號通過“狀態(tài)切換觸發(fā)電路”對橋式斬波器中的開關管V₁～V₄進行控制，在其輸出變壓器Tr次級產生正補償電壓＋u_co，使負載電壓U_L=U_S＋U_co=U_r。

??? 對市電電壓的正、負補償，是通過狀態(tài)切換觸發(fā)電路，切換橋式斬波器中開關管V₁～V₄的工作順序來實現(xiàn)的。如果對應于市電的正半周讓V₁及V₄導通，對應于市電的負半周讓V₂及V₃導通，是對市電電壓進行正補償，如圖2中的虛線路徑所示。對應于市電正半周讓V₂及V₃導通，對應于市電負半周V₁及V₄導通，就是對市電電壓進行負補償，如圖2中點劃線路徑所示。

??? 采用圖2所示主電路對市電電壓波動進行補償的關鍵有兩點：一是EPWM；二是電容C_d的值要小到不影響整流電壓u_cd的變化，即使C_d小到不再具有直流濾波功能。

2??? EPWM調制及正弦斬波電壓的生成

??? 圖1所示交流穩(wěn)壓電路的EPWM，與正弦斬波電壓的生成如圖3所示。其中圖3(a)為整流器V_D1～V_D4的交流輸入電壓波形，圖3(b)為直流電容C_d上的電壓波形，圖3(c)為EPWM，圖3(d)為EPWM產生的橋式斬波器中開關管V₁～V₄的觸發(fā)脈沖波形，圖3(e)即為EPWM正弦斬波電壓波形，圖3(f)為Tr初級補償電壓波形。

??? EPWM是由P.D.Parkh，S.R.Paradla于1983年首先提出來的。其原理是采用用直流形式表示的誤差電壓ΔU與三角波電壓u_c進行比較如圖3(c)所示，在直流誤差電壓ΔU大于三角波電壓的部分產生出等脈寬調制脈沖，如圖3(d)所示。用圖3(d)的等脈寬調制脈沖去觸發(fā)橋式斬波器中相應的開關管V₁～V₄，就可以在橋式斬波器的兩橋臂中點a和b之間產生出EPWM正弦斬波電壓波形，如圖3(e)所示。經過濾波器L_FC_F濾波后，就可以在變壓器Tr初級得到正弦補償電壓u_ab1，如圖3(f)所示。u_ab1在Tr次級產生補償電壓u_co。當對市電電壓進行正補償時，補償電壓u_co與市電電壓相位相同；當對市電電壓進行負補償時，補償電壓u_co與市電電壓相位相反。圖3是針對正補償情況畫出來的，對負補償也可以畫出相應的波形圖。

??? 對于圖3(e)所示的EPWM正弦斬波電壓波形，為了使此波形具有半波奇對稱，和四分之一波偶對稱，以消除其傅里葉級數中的余弦項和正弦項中的偶次諧波，使載波比N=f_c/f=4k，即三角波頻率f_c為市電頻率f的4整數倍。調制比M=Δt/T_Δ=ΔU/U_cm，Δt為脈沖寬度，T_Δ=1/f_c為三角波周期、U_cm為三角波幅值，如圖3（e）所示。可知，M=Δt/T_Δ就是EPWM正弦斬波電壓波形的占空比D，即M=Δt/T_Δ=D。

(a)??? 整流輸入電壓

(b)??? 電容C_d上電壓

(c)??? EPWM

(d)??? 斬波開關驅動脈沖

(e)??? EPWM正弦斬波波形

(f)??? 補償電壓

圖3??? EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源的工作波形圖

??? 載波三角波的方程式為

??? u_c=i=1,2,3,…（1）

??? 當調制電平為ΔU時，可求出觸發(fā)脈沖起始點t_i和終止點t_i_＋1的方程式。

??? 由=ΔU，得到

??? t_i=ΔU（2）

??? 由=ΔU，得到

??? t_i_＋1=ΔU（3）

??? 則脈沖寬度為

??? Δt=t_i_＋1－t_i=ΔU（4）

式中：T_Δ=2π/N。

??? 各觸發(fā)脈沖的起始角和終止角的數值為

??? α₁=(1－D)；α₂=(1＋D)；α₃=(3－D)；α₄=(3＋D)；

??? ……

??? 由圖3(e)可以看出，EPWM正弦斬波電壓波形是鏡對稱和原點對稱，因此，在它的傅里葉級數中將不包含余弦項和正弦項中的偶次諧波，只包含正弦項中的奇次諧波，即

??? f(ωt)=b_nsinnωt??? n為奇數（5）

式中：b_n=f(ωt)sinnωtd(ω t)

??? 對于基波，n=1。由于被EPWM斬波的波形是正弦波，即f(ω t)=U_msinωt，所以

??? b₁====DU_m（6）

??? 對于諧波，則

??? b_n=

??? 當n=kN±1，k=1，2，3，……時，對上式求解得

??? b_kN_±1==－sinkDπ（7）

??? 當n≠kN±1時，b_n≠kN±1=0。

??? 所以EPWM正弦斬波電壓的傅里葉級數表示式為

??? u_ab=DU_msinωt－sinkDπsin(kN±1)ωt（8）

??? 考慮到T_r的變比ξ:1，補償電壓u_co表示式為

??? u_co=Dsinωt－sinkDπsin(kN±1)ωt（9）

??? 用L_FC_F濾除高次諧波后得到補償電壓為

??? u_co=Dsinω t=D（10）

??? 由式（8）中的諧波幅值sinkDπ可以算出，當載波三角波頻率f_c=10kHz，N=200，D=0.1～0.9時，基波與各次諧波的幅值如表1所列?；ê透鞔沃C波與調制比亦即占空比D的關系曲線如圖4所示。可知EPWM正弦斬波電壓的諧波頻率與載波比N成正比，N越大諧波頻率越高，所需的濾波器L_FC_F的參數值也越小。所以，根據表1及圖4可以計算L_F及C_F的值。

表1??? 基波與各次諧波的幅值（f_c=10kHz，N=200）

諧波分量	占空比D
諧波分量	0.1	0.2	0.3	0.4	0.5	0.6	0.7	0.8	0.9
b₁/U_m	0.1	0.2	0.3	0.4	0.5	0.6	0.7	0.8	0.9
b₁₉₉/U_m	－0.0984	－0.1871	－0.2575	－0.3027	－0.3183	－0.3027	－0.2575	－0.1871	－0.0984
b₂₀₁/U_m	－0.0984	－0.1871	－0.2575	－0.3027	－0.3183	－0.3027	－0.2575	－0.1871	－0.0984
b₃₉₉/U_m	－0.0935	－0.1514	－0.1514	－0.0935	0	0.0935	0.1514	0.1514	0.0935
b₄₀₁/U_m	－0.0935	－0.1514	－0.1514	－0.0935	0	0.0935	0.1514	0.1514	0.0935
b₅₉₉/U_m	－0.0858	－0.1009	－0.0328	0.0624	0.1061	0.0624	－0.0328	－0.1009	－0.0858
b₆₀₁/U_m	－0.0858	－0.1009	－0.0328	0.0624	0.1061	0.0624	－0.0328	－0.1009	－0.0858
b₇₉₉/U_m	－0.0757	－0.0468	0.0468	0.0757	0	－0.0757	－0.0468	0.0468	0.0757
b₈₀₁/U_m	－0.0757	－0.0468	0.0468	0.0757	0	－0.0757	－0.0468	0.0468	0.0757

圖4??? 諧波分量與占空比D的關系曲線

3??? 對市電電壓波動的補償與T_r容量

??? 當市電電壓u_s波動時，將會引起負載電壓u_L的波動。為了保持u_L穩(wěn)定不變，必須用補償電壓u_co對市電電壓的波動進行補償。當U_s>U_r時須進行負補償，使U_s－U_co=U_L=U_r；當U_s<U_r時須進行正補償，使U_s＋U_co=U_L=U_r，所以

??? U_L=U_s±U_co=U_r（11）

正補償時取正號，負補償時取負號。

??? 假定補償變壓器Tr的變比為ξ：1，橋式斬波器的輸出電壓基波為u_ab1=DU_msinωt

??? 則??? U_co=（12）

??? 將式（12）代入式（11）得

??? U_L=U_S±U_ab1（13）

??? 橋式斬波器的基波輸出電壓

??? U_ab1=DU_L（14）

??? 將式（14）代入式（13）得

??? UL=US±UL（15）

??? 或U_L(- +)U_L=U_S，U_L(1- +)=U_S

??? U_L=（16）

??? 正補償時取正號，負補償時取負號。當占空比D=1時，最大正、負補償電壓由式（12）得

??? U_co,max=（因為此時U_ab1=DU_L=U_L）。

??? 當市電電壓的波動范圍為±15％時，最大補償電壓

??? U_co,max=0.15U_L=（17）

??? 由于補償變壓器Tr初次級匝比為

??? ξ==6.667（18）

??? 而補償變壓器次級電流，即市電輸入電流

??? I_S=（19）

式中：P為市電輸入功率。

??? 補償變壓器初級電流，即橋式斬波器輸出電流

??? I_ch=（20）

??? 即橋式斬波器的斬波開關管的額定電流，只有市電輸入電流I_S的1/ξ。因而補償功率

??? P_co=U_ab1I_ch=DU_L=（21）

??? 當U_S=U_L時，D=0，補償功率P_co,min=0；當U_s,min=(1－0.15)U_L=0.85U_L時，D=1，則補償功率

??? P_co,max==0.176P（22）

??? 可以根據P_co,max來選擇補償變壓器Tr的容量。

4??? 單相EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源

??? 單相EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源的原理電路如圖5所示，此電路只是為了說明原理而采用的。它由5個部分組成，即主電路，市電電壓檢測電路，正、負補償控制電路，三角波發(fā)生器電路和正、負補償切換觸發(fā)電路。主電路的組成與工作原理前面已經作過了介紹，下面僅對其余4個部分作一簡單說明。

4.1??? 市電電壓檢測電路

??? 市電電壓的檢測電路，由兩個相同的變壓器T_r2、T_r3及二極管V_D9～V_D12，C_d2組成。市電電壓檢測的采樣點取法，對穩(wěn)壓精度影響很大。如果采樣點取自輸入端，檢測市電輸入電壓，對補償電壓的穩(wěn)定性是有利的，但不能補償因變壓器T_r1次級漏抗及濾波電感L_F電抗引起的電壓降，補償精度差；如果采樣點取自輸出端，檢測輸出負載電壓，這樣可以對T_r1次級漏抗及L_F電抗引起的電壓降進行補償，但補償后由于U_L=U_r就不能繼續(xù)保持T_r1次級補償電壓u_co的存在，出現(xiàn)補償不穩(wěn)定現(xiàn)象；如果像多個補償變壓器無觸點補償式交流穩(wěn)壓電源那樣，采樣點取自輸入端與輸出端，對市電輸入電壓與負載電壓同時檢測，然后將它們相加并除以2，即，當I_S≠0時，如果令T_r1次級漏抗X_T與L_F電抗X_L之和X_T＋X_L=X，則U_S－XI_S=U_L，所以==U_S－。由此可知這種檢測法雖然可以對因X而造成的電壓降進行補償，也不會出現(xiàn)補償不穩(wěn)定現(xiàn)象，但只能補償一半的XI_S，還有一半XI_S不能進行補償。比較好的檢測法是采樣點取自輸入端，檢測市電輸入電壓U_S及檢測X上的電壓降XI_S，用U_S－XI_S作為檢測到的電壓。這樣，既能保證補償電壓的穩(wěn)定性，也能使補償的精度提高。圖5所示的單相穩(wěn)壓電路，就是采用了這種電壓檢測電路。

??? 串聯(lián)補償變壓器的次級漏電抗X_T，一般為T_r1容量的（3～5）％。而T_r1的容量與市電電壓的波動范圍有關，當市電電壓波動范圍為±15％時，T_r1的容量僅為穩(wěn)壓電源標稱容量的17.6％。所以，補償變壓器T_r1折算到負載額定電壓U_r的次級漏抗壓降標么值為

??? X_TI_S=(0.03～0.05)×0.176=0.00528～0.0088

??? X_TI_S的值很小，可以認為X_TI_S≈0，此時只需對L_F電抗X_L引起的電壓降進行補償就可以了。在圖5中，變壓器T_r2檢測的是市電輸入電壓U_S，變壓器T_r3檢測的是L_F上的電壓降，用T_r2及T_r3的次級電壓相減后再進行整流，就可以得到反映U_S－X_LI_S數值的直流電壓U_SL。

4.2??? 對市電電壓波動進行正負補償的控制電路

??? 對市電電壓波動進行正、負補償的控制電路，由圖5中比較器U₁、U₂，比例放大器 PI₁、PI₂，及EPWM比較器U₃、U₄，和基準電壓給定電路R₃～R₅組成。它分成上下兩個支路，上支路由U₁、PI₁、U₃組成，用于對市電電壓的負波動進行正補償控制；下支路由U₂、PI₂、U₄組成，用于對市電電壓的正波動進行負補償控制。與此相應基準電壓給定電路也給出了兩個基準電壓給定值U_r1及U_r2。U_r1對應于市電電壓的218V；U_r2對應于市電電壓的222V。當市電電壓U_S<218V時上支路工作，下支路不工作，U_SL與U_r1在U₁中進行比較，產生出正誤差電壓＋ΔU，＋ΔU經過PI₁放大后與三角波u_c在U₃中進行比較，產生出使橋式斬波器對市電電壓進行正補償的控制。當市電電壓U_S>222V時下支路工作，上支路不工作，U_SL與U_r2在U₂中進行比較，產生出正誤差電壓＋ΔU，＋ΔU經過PI₂放大后與三角波u_c在U₄中進行比較，產生出使橋式斬波器對市電電壓進行負補償的控制?；鶞孰妷航o定電路給出兩個基準電壓（U_r1=218V與U_r2=222V）的目的，是為了當市電電壓U_S在218V～222V之間時不使穩(wěn)壓電源工作，以避免市電電壓U_S在（220±2）V區(qū)間內穩(wěn)壓電源產生正負補償振蕩，使輸出電壓不穩(wěn)定，這一點在圖1中沒有表明。這里需要指出的一點是，圖5中運放PI₁和PI₂的放大倍數，與補償變壓器T_r1的初次級變比ξ₁：1、檢測變壓器T_r2、T_r3（兩個變壓器完全相同）的初次級變比ξ₂：1、三角波的電壓幅值U_cm及市電電壓的幅值U_m有關。PI₁及PI₂的放大倍數

??? K≥ξ₁×ξ₂×

??? 當T_r1、T_r2、T_r3的變比相同時，K≥ξ₁²

圖5??? 單相EPWM斬波式穩(wěn)壓電源的原理電路

4.3??? 三角波發(fā)生器電路

??? 三角波發(fā)生器電路由一個方波電壓發(fā)生器（U₇）和一個積分器（U₈）組成，如圖5中U₇及U₈所示，這種電路在UPS中是常用的。三角波頻率與方波電壓發(fā)生器的頻率相同，當方波電壓發(fā)生器中的電阻R₈=0.86R₉時，三角波頻率f_c≈

4.4??? 狀態(tài)切換觸發(fā)電路

??? 狀態(tài)切換與觸發(fā)電路如圖5下部電路所示。它是由脈沖變壓器T_r4、T_r5、T_r6、T_r7及其下面的兩個三極管組成的。圖中U₉、U₁₀是將市電電壓變換成與其相對應的正、負半周方波電壓。U₉得到與u_s正半周相對應的方波電壓，U₁₀得到與u_s負半周相對應的方波電壓。電路的切換采用的是三極管與門的工作原理，觸發(fā)電路采用的是脈沖變壓器輸出形式，當然也可以采用光耦的輸出形式。切換電路有兩組輸入信號，每組兩個輸入信號，即正補償與負補償，正半周方波與負半周方波。因此，應有4組觸發(fā)電路，即由T_r4、V₅、V₆組成的正補償正半周觸發(fā)電路；由T_r6、V₉、V₁₀組成的正補償負半周觸發(fā)電路；由T_r7、V₁₁、V₁₂組成的負補償正半周觸發(fā)電路和由T_r5、V₇、V₈組成的負補償負半觸發(fā)電路。每一種觸發(fā)電路，只有當脈沖變壓器下面的二個三極管同時導通時才能輸出觸發(fā)脈沖。脈沖變壓器下面的兩個三極管，其中一個受正負補償信號的控制，另一個受正負半周方波電壓的控制。因此，四種觸發(fā)電路對應于市電電壓的每半個周期中，只有一種觸發(fā)電路輸出觸發(fā)脈沖，其它3種觸發(fā)電路不工作。由于正負方波電壓的加入，4種觸發(fā)電路之間每半個周期轉換一次，而且轉換是在市電電壓過零時進行。因此，觸發(fā)電路的切換不會對輸出產生沖擊。

4.5??? 穩(wěn)壓補償過程

??? 空載時假定U_S<U_r，則正補償控制電路工作，并使V₆、V₁₀導通。在市電電壓正半周，U₉使V₅、V₁₁導通。由于V₅、V₆導通，T_r4輸出觸發(fā)脈沖，使斬波橋中V₁、V₄導通。在市電電壓負半周，U₁₀使V7、V₉導通，由于V₉、V₁₀導通，T_r6輸出觸發(fā)脈沖，使斬波橋中V₂、V₃導通，對市電電壓進行正補償。補償電壓U_co的大小，與U_r1－U_SL=ΔU的大小成比例。如果此時加載，I_S≠0，則T_r3檢測的電壓降XI_S使U_S減小，因而ΔU增大，補償電壓U_co也相繼增大，以達到U_S＋U_co=U_L=U_r的補償目的。