三相功率因數(shù)校正（PFC）技術(shù)的綜述(1)

楊成林，陳敏，徐德鴻

(浙江大學(xué)電力電子研究所，浙江杭州310027）

摘要：綜述了三相功率因數(shù)校正電路發(fā)展現(xiàn)狀，并對典型拓?fù)溥M(jìn)行分析比較。

關(guān)鍵詞：三相整流器；諧波；功率因數(shù)校正

1? 引言

??? 近20年來電力電子技術(shù)得到了飛速的發(fā)展，已廣泛應(yīng)用到電力、冶金、化工、煤炭、通訊、家電等領(lǐng)域。電力電子裝置多數(shù)通過整流器與電力網(wǎng)接口，經(jīng)典的整流器是由二極管或晶閘管組成的一個(gè)非線性電路，在電網(wǎng)中產(chǎn)生大量電流諧波和無功污染了電網(wǎng)，成為電力公害。電力電子裝置已成為電網(wǎng)最主要的諧波源之一。我國國家技術(shù)監(jiān)督局在1993年頒布了《電能質(zhì)量公用電網(wǎng)諧波》標(biāo)準(zhǔn)（GB/T14549-93），國際電工委員會也于1988年對諧波標(biāo)準(zhǔn)IEC555?2進(jìn)行了修正，另外還制定了IEC61000-3-2標(biāo)準(zhǔn)，其A類標(biāo)準(zhǔn)要求見表1。傳統(tǒng)整流器因諧波遠(yuǎn)遠(yuǎn)超標(biāo)而面臨前所未有的挑戰(zhàn)。

表1? IEC61000-3-2A類標(biāo)準(zhǔn)

??? 抑制電力電子裝置產(chǎn)生諧波的方法主要有兩種：一是被動方法，即采用無源濾波或有源濾波電路來旁路或?yàn)V除諧波；另一種是主動式的方法，即設(shè)計(jì)新一代高性能整流器，它具有輸入電流為正弦波、諧波含量低、功率因數(shù)高等特點(diǎn)，即具有功率因數(shù)校正功能。近年來功率因數(shù)校正(PFC)電路得到了很大的發(fā)展，成為電力電子學(xué)研究的重要方向之一。

??? 單相功率因數(shù)校正技術(shù)目前在電路拓?fù)浜涂刂品矫嬉讶遮叧墒?，而三相整流器的功率大，對電網(wǎng)的污染更大，因此，三相功率因數(shù)校正技術(shù)近年來成為研究熱點(diǎn)。

2? 三相六開關(guān)PFC電路

??? 六開關(guān)三相PFC是由6只功率開關(guān)器件組成的三相PWM整流電路，電路如圖1所示。每個(gè)橋臂由上下2只開關(guān)管及與其并聯(lián)的二極管組成，每相電流可通過橋臂上的這2只開關(guān)管進(jìn)行控制。如A相電壓為正時(shí)，S₄導(dǎo)通使L_a上電流增大，電感L_a充電；S₄關(guān)斷時(shí)，電流i_a通過與S₁并聯(lián)的二極管流向輸出端，電流減小。同樣A相電壓為負(fù)時(shí)，可通過S₁及與S₄并聯(lián)的二極管對電流i_a進(jìn)行控制。在實(shí)際中控制電路由電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)及PWM發(fā)生器構(gòu)成。常用的控制方法如圖2所示。PWM控制可采用三角波比較法、滯環(huán)控制或空間矢量調(diào)制法（SVM）^[27]。由于三相的電流之和為零，所以只要對其中的兩相電流進(jìn)行控制就足夠了。因而在實(shí)際應(yīng)用中，對電壓絕對值最大的這一相不進(jìn)行控制，而只選另外兩相進(jìn)行控制。這樣做的好處是減小了開關(guān)動作的次數(shù)，因而可以減小總的開關(guān)損耗。該電路的優(yōu)點(diǎn)是輸入電流的THD小，功率因數(shù)為1，輸出直流電壓低，效率高，能實(shí)現(xiàn)功率的雙向傳遞，適用于大功率應(yīng)用。不足之處是使用開關(guān)數(shù)目較多，控制復(fù)雜，成本高，而且每個(gè)橋臂上兩只串聯(lián)開關(guān)管存在直通短路的危險(xiǎn)，對功率驅(qū)動控制的可靠性要求高。為了防止直通短路危險(xiǎn)，可以在電路的直流側(cè)串上一只快恢復(fù)二極管^[28]。

圖1? 三相六開關(guān)PFC電路

圖2? 三相六開關(guān)PFC電路控制圖

3? 單相PFC組合的三相PFC

??? 由三個(gè)單相的PFC電路組合構(gòu)成三相PFC電路如圖3及圖4所示^[1,2,3]。圖3中每個(gè)單相PFC后跟隨一個(gè)隔離型DC/DC變換器。DC/DC變換器的輸出并聯(lián)后向負(fù)載供電，該電路由于需3個(gè)外加隔離DC/DC變換器，因此成本較高。圖4電路是3個(gè)單相PFC變換器在輸出端直接并聯(lián)而成的。每個(gè)單相PFC的控制可采用平均電流控制法、峰值電流控制法或固定導(dǎo)通時(shí)間控制法。單相PFC組合成三相PFC的技術(shù)優(yōu)勢是：可以利用比較成熟的單相PFC技術(shù),而且電路由3個(gè)單相PFC同時(shí)供電，如果某一相出現(xiàn)故障，其余兩相仍能繼續(xù)向負(fù)載供電，電路具有冗余特性。與三相六開關(guān)PFC相比，開關(guān)器件少，沒有直通問題，控制可沿用單相PFC成熟的控制技術(shù)。但是這種電路由3個(gè)單相PFC組成，使用的元器件比較多。圖4電路中3個(gè)單相PFC之間存在相互影響，即使加入隔離電感和隔離二極管后也不能完全消除這種影響。電路的效率和輸入電流THD指標(biāo)有所下降，不適合于大功率應(yīng)用。

圖3? 由三個(gè)單相PFC組成三相PFC電路1

圖4? 由三個(gè)單相PFC組成三相PFC電路2

??? 圖5是通過工頻變壓器把三相電壓變換成2個(gè)單相，這兩相的輸出電壓幅值相同，相位差90°。然后用2個(gè)單相PFC電路來實(shí)現(xiàn)三相PFC的功能^[4]。與圖3及圖4相比，這種電路少用一個(gè)單相PFC模塊。變壓器可以實(shí)現(xiàn)PFC電路與輸入網(wǎng)側(cè)間的隔離作用。而且通過變壓器變比的設(shè)計(jì)，可以調(diào)整PFC的輸入電壓。但使用變壓器增大了系統(tǒng)的體積和重量。

圖5? 由2個(gè)單相PFC組成三相PFC電路

??? 三相到二相變壓器的Scott和Leblanc兩種繞法分別如圖6及圖7所示。在Scott繞法中，N₂=N₁(N₁,N₂變壓器所繞線圈的匝數(shù))。變壓器的輸入輸出電壓向量如圖6所示。在Lebanc繞法中，N₁=N₂，x=N₁/3=N₂/。電壓V_S1，V_S2的向量圖如圖7所示。變壓器的這兩種繞法都能保證輸入側(cè)三相電流的平衡。

圖6? 變壓器的Scott繞法

圖7? 變壓器的Leblanc繞法

4? 三相單開關(guān)PFC電路

??? 由于無論是三相六開關(guān)PFC還是由單相PFC組成的三相PFC成本都比較高，所以人們一直在尋找更簡單有效的三相PFC拓?fù)?。于是文獻(xiàn)^[5]中提出了三相單開關(guān)PFC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。三相單開關(guān)PFC電路及其控制框圖如圖8所示。三相單開關(guān)PFC電路可以看成是單相電流斷續(xù)（DCM）PFC在三相電路中的延伸^[5,6]?？刂浦兄挥幸粋€(gè)電壓環(huán)，輸出電壓與參考電壓的誤差經(jīng)過放大后與三角波比較來控制開關(guān)的動作。三相單開關(guān)PFC電路開關(guān)頻率遠(yuǎn)高于電網(wǎng)頻率，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，輸入電壓近似不變。在開關(guān)導(dǎo)通期間，加在三個(gè)Boost電感上的電壓分別為各相此時(shí)的相電壓（近似不變），電感電流線性上升。在這期間各相的電流峰值正比于對應(yīng)各相相電壓瞬時(shí)值。但在開關(guān)關(guān)斷時(shí)，加在輸入各電感上的電壓由輸出電壓與此時(shí)的相電壓瞬時(shí)值決定，因而此時(shí)電感上的電流平均值與輸入電壓瞬時(shí)值不再滿足線性關(guān)系，電流也就產(chǎn)生了畸變。

圖8? 三相單開關(guān)PFC電路及其控制電路

圖9? Boost電感上的電流波形

??? 設(shè)三相單開關(guān)PFC的主要參數(shù)：V_o為輸出直流電壓，D為開關(guān)占空比，f_s為開關(guān)頻率，L為Boost電感值，M為升壓比，定義為M=,V_m為輸入相電壓的峰值。三相單開關(guān)PFC電路工作時(shí)三個(gè)Boost電感上的電流波形如圖9所示（設(shè)V_c<0，V_a>V_b>0）。在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)可以分成四個(gè)階段。在t₁期間開關(guān)導(dǎo)通，電流i_a，i_b，i_c線性增加，

??? =? (1)

t₂期間開關(guān)關(guān)斷，i_a，i_b，i_c在輸出電壓和相電壓的共同作用下開始減小，設(shè)I_peak,a、I_peak,b、I_peak,c為該開關(guān)周期內(nèi)i_a，i_b，i_c的最大值，

??? =＋? (2)

i_b減小到零，t₂期間結(jié)束，開始t₃期間，這時(shí)

??? =＋??? (3)

最后，i_a,i_c同時(shí)回到零，t₃階段結(jié)束。在t₄期間三個(gè)Boost電流保持為零?？汕蟮秒姼须娏鞯钠骄等缡剑?）所列。

??? 圖10給出輸入相電流波形與升壓比關(guān)系。圖11是各次諧波幅值與整流輸出電壓增益M的關(guān)系。

圖10? 輸入相電流波形與M關(guān)系

圖11? 各次諧波幅值與M的關(guān)系

??? 從上面的分析可知：為了減小網(wǎng)側(cè)輸入電流的畸變就要提高輸出電壓值（輸出直流電壓高，可以縮短一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)輸入電流平均值與輸入電壓瞬時(shí)值的非線性階段t₂和t₃，因而可以減小電流畸變。），但這就增大了開關(guān)管承受的電壓，也增加了后面DC/DC變換器的電壓耐量，也給Boost二極管的選擇帶來困難。由于電流工作在DCM下，輸入側(cè)的電流THD值大，并需要有較大的EMI濾波器。這種電路的優(yōu)勢是：電路簡單，僅使用一只開關(guān)管，控制容易；由于電路工作在DCM下，Boost二極管D_s不存在反向恢復(fù)問題，一般情況下可以不使用吸收電路；開關(guān)在零電流下導(dǎo)通，開關(guān)開通損耗?。幌到y(tǒng)成本低。

??? 為了減小輸出電壓值和輸入電流的THD值，可以使用注入諧波的方法來實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的脈寬微調(diào)，從而減小電流THD值^[7,8]。諧波注入電路如圖12所示。諧波注入法主要是通過注入6次諧波來抑制輸入電流諧波。6次諧波注入使開關(guān)導(dǎo)通比變?yōu)?

圖12? 諧波注入法電路圖

??? d(t)=D[1＋msin(6ωt＋3π/2)](5)

式中：m為調(diào)制比，0<m<1。

??? 由于輸入電流諧波中五次諧波占主導(dǎo)地位，式(4)中略去5次以上諧波時(shí)，三相電流可近似為：

??? I_a=I₁sin(ωt)＋I₅sin(5ωt＋π)

??? I_b=I₁sin(ωt－)＋I₅sin(5ωt－)I_c=I₁sin(ωt－)＋I₅sin(5ωt＋)

把式(5)代入式(4)，并忽略m²和高于7次的諧波就有

??? i_a′=I₁sin(ωt)＋(I₅－mI₁)sin(5ωt＋π)－mI₁sin(7ωt)

??? i_b′=I₁sin(ωt－)＋(I₅－mI₁)sin(5ωt－)－mI₁sin(7ωt－)

??? i_c′=I₁sin(ωt－)＋(I₅－mI₁)sin(5ωt＋)－mI₁sin(7ωt－)

??? 由此可見，注入6次諧波時(shí)，可以減小5次諧波，但同時(shí)也增大了7次諧波。固定開關(guān)頻率與諧波注入法的THD比較如圖13所示。在8kW，800V直流輸出時(shí)IEC?61000-3-2A類標(biāo)準(zhǔn)與固定開關(guān)頻率三相單開關(guān)PFC與諧波注入法時(shí)三相單開關(guān)PFC的5,7,11,13次諧波幅值的比較如圖14所示。在滿足IEC-61000-3-2A類標(biāo)準(zhǔn)時(shí)，在不同輸出電壓下允許的最大功率比較如圖15所示。

圖13? 固定開關(guān)頻率與諧波注入法時(shí)的THD比較

圖14? 在8kW，800V直流輸出時(shí)IEC-61000-3-2A類標(biāo)準(zhǔn)與固定開關(guān)頻率及諧波注入法5，7，11，13次諧波幅值的比較（圖中系列1，2，2分別為m=4%時(shí)固定開關(guān)頻率，IEC標(biāo)準(zhǔn)，六次諧波注入）

圖15? 在滿足IEC-61000-3-2A類標(biāo)準(zhǔn)時(shí)，在不同輸出電壓下允許的最大功率比較。

??? 另外一種減小諧波的方法是改變開關(guān)頻率法^[9]。這種方法每當(dāng)三相Boost電感電流均下降到零時(shí)，開關(guān)管立即導(dǎo)通，開始下一個(gè)開關(guān)周期。在這種條件下Boost電感工作在DCM與CCM的臨界情況(critical)，電感電流波形與升壓比M關(guān)系分別如圖16及圖17所示。由于各個(gè)時(shí)刻輸入電壓值不同，因而開關(guān)頻率也不同，即開關(guān)是工作在變頻情況下。這種方法的優(yōu)點(diǎn)是：由于開關(guān)頻率改變，諧波不會集中分布在某個(gè)開關(guān)頻率附近而是分布在某個(gè)頻率區(qū)域范圍內(nèi)。這就減小了諧波的幅值，PFC電路前的EMI濾波器可以設(shè)計(jì)得比較小。

圖16? 工作在critical時(shí)電感上電流波形

圖17? 工作在critical時(shí)電流波形與M關(guān)系

??? 通過兩個(gè)三相單開關(guān)PFC的交錯(cuò)并聯(lián)(interleaving)的方法也可以減小輸入電流的THD值^[10]。電路如圖18所示。這種并聯(lián)的思想是讓這兩個(gè)三相單開關(guān)PFC電路盡可能工作在接近DCM與CCM臨界的情況下，然后兩只開關(guān)的驅(qū)動信號在相位上相錯(cuò)開180°。這樣對單個(gè)三相單開關(guān)PFC電路來說是工作在DCM下，但這兩個(gè)模塊的電流之和有可能是連續(xù)的，輸入網(wǎng)側(cè)電流的諧波顯著減小，電流波形如圖19所示。交錯(cuò)并聯(lián)的好處是：一方面減小了輸入電流的THD值，另一方面由于兩只開關(guān)驅(qū)動信號在相位上錯(cuò)開180°，使系統(tǒng)的等效開關(guān)頻率提高1倍，這可以使EMI濾波器的截止頻率提高。這兩方面都可以減小EMI濾波器的體積和重量。電路即便不采用任何電流控制方式，這兩個(gè)三相單開關(guān)PFC電路都有較好的均流效果。但是，由于使用兩個(gè)三相單開關(guān)PFC電路模塊，會使整個(gè)系統(tǒng)的成本提高。另外為了減小兩個(gè)模塊內(nèi)部相互影響，每個(gè)模塊還要加一個(gè)隔離二極管。

圖18? 兩個(gè)三相單開關(guān)PFC交錯(cuò)并聯(lián)電路

圖19? 兩個(gè)三相單開關(guān)PFC交錯(cuò)并聯(lián)電路電流示意圖

??? 為了減小開關(guān)管的電流應(yīng)力，可用三只開關(guān)管取代全橋上半臂或下半臂的整流二極管，另外半臂則不能使用普通整流二極管，而要用快恢復(fù)二極管，電路如圖20所示^[11]。三只開關(guān)管用同一個(gè)驅(qū)動信號，電感電流工作在DCM下。與圖8電路相比該電路的優(yōu)點(diǎn)是：每只開關(guān)管的平均電流應(yīng)力只有圖8電路中開關(guān)管的1/3，半導(dǎo)體器件的損耗也比較小(因在開關(guān)關(guān)斷時(shí)，電流只通過二個(gè)半導(dǎo)體器件，而圖8電路則通過三個(gè)半導(dǎo)體器件)。缺點(diǎn)是：使用了三只開關(guān)管和三只快速恢復(fù)二極管，成本較高，電路仍工作在DCM下，THD較大。

圖20? 全橋下半臂用三只開關(guān)管取代整流二極管的電路

??? 在提高開關(guān)頻率進(jìn)而減小輸入濾波器的同時(shí)，為了減小開關(guān)損耗及EMI，可以通過輔助開關(guān)S_a和L_r，C_r組成的諧振支路使主開關(guān)管實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷^[12]。電路如圖21所示。零電流關(guān)斷的實(shí)現(xiàn)過程是這樣的：在主開關(guān)S導(dǎo)通期間，C_r通過Lr，S，S_a內(nèi)部的二極管放電，使C_r電壓為上負(fù)下正。在開關(guān)關(guān)斷前一段時(shí)間，輔助開關(guān)S_a先導(dǎo)通，C_r與L_r諧振，將C_r上充好的電能放出。諧振電流經(jīng)過主開關(guān)管的方向與原來主開關(guān)管電流方向相反，抵消了主開關(guān)管的電流，實(shí)現(xiàn)主開關(guān)管的零電流關(guān)斷。

圖21? 主開關(guān)管零電流關(guān)斷電路

??? 圖22是J.W.Kolar等提出的Buck-Boost輸出型PFC^[13]。這種電路可以認(rèn)為是反激式單相PFC在三相中的延伸。電路的原理是：開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，電感電流線性上升，開關(guān)關(guān)斷時(shí)，電感電流通過變壓器向負(fù)載釋放。電路優(yōu)點(diǎn)是：輸入電流為純正弦(與圖8電路相比，沒有輸入電流與輸入電壓的非線性階段t₂，t₃)，功率因數(shù)為1，輸出與輸入隔離。缺點(diǎn)是：開關(guān)的電流應(yīng)力和電壓應(yīng)力都很大，與單相正激式PFC相同，適合應(yīng)用在小功率范圍。

圖22? Buck-Boost型三相PFC電路