隔離式低壓/大電流輸出DC/DC變換器中幾種副邊整流電路的比較

1引言

隨著計(jì)算機(jī)通信設(shè)備及新的網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)品市場(chǎng)需求的迅速增長(zhǎng)，未來(lái)的電源市場(chǎng)是非常樂(lè)觀的。市場(chǎng)對(duì)小功率變換器的需求更是呈現(xiàn)迅速上升趨勢(shì)。據(jù)專家預(yù)測(cè)[1?2]，在今后五年內(nèi)，小功率DC/DC變換器的發(fā)展趨勢(shì)是：適應(yīng)超高頻CPU芯片的迅速發(fā)展，DC/DC變換器將向低輸出電壓（最低可低到1.2V）、高輸出電流、低成本、高頻化（400～500kHz）、高功率密度、高可靠性（MTBF≥106h）、高效率的方向發(fā)展。

整流電路作為DC/DC變換器的重要組成部分，對(duì)整機(jī)性能的影響很大。傳統(tǒng)的整流電路采用功率二極管，由于二極管的通態(tài)壓降較高（典型值有0.4V～0.6V），因此整流損耗較大。而為了滿足各種數(shù)據(jù)處理集成電路對(duì)更快速、更低功耗和更高集成度的要求，集成芯片工作電壓將進(jìn)一步降低到1V～3V（現(xiàn)今的典型值為2.8V～3.3V）。在DC/DC變換器輸出如此低的電壓時(shí)，整流部分的功耗占輸出功率的比重將更大，致使整機(jī)效率更低，成為電源小型化、模塊化的障礙。應(yīng)用同步整流技術(shù)，用低導(dǎo)通電阻MOSFET代替常規(guī)整流二極管，可以大大降低整流部分的功耗，提高變換器的性能，實(shí)現(xiàn)電源的高效率，高功率密度[3?4]。

考慮到DC/DC變換器副邊整流電路的多樣化，本文針對(duì)低壓/大電流輸出DC/DC變換器，對(duì)幾種常用的副邊整流電路進(jìn)行分析比較，對(duì)倍流整流拓?fù)溥M(jìn)行了較詳細(xì)的闡述，希望能對(duì)電源設(shè)計(jì)有所幫助。

2副邊整流電路的回顧

2.1幾種常見的副邊整流電路

如圖1、圖2(a)、圖3(a)、圖4(a)所示，分別為全橋整流、半波整流、全波整流和倍流整流拓?fù)洹Ｈ珮蛘鞅绕渌N整流方式多用兩個(gè)整流管，使導(dǎo)通損耗大大增加，因而不太適合用于低壓/大電流輸出場(chǎng)合。故在下文中，未把全橋整流方式作為比較的對(duì)象。

基于半波整流和全波整流方式比較常用，這里不

圖1全橋整流

q

圖2半波整流拓?fù)浼捌湓聿ㄐ?a)二極管半波整流(b)MOSFET半波整流(SR)(c)原理波形

圖3全波整流拓?fù)浼捌湓聿ㄐ?

(a)二極管全波整流(b)MOSFET全波整流(c)原理波形

再作原理贅述，而著重對(duì)最近幾年比較熱門的“新型”整流拓?fù)洹读髡鞣绞竭M(jìn)行較詳細(xì)的原理分析。

2.2倍流整流電路的原理分析

早在1919年，“倍流整流”思想[5]在汞弧管整流電路中就有人提出，但沒(méi)有受到重視。隨著最近幾年低壓/大電流輸出DC/DC變換器的研究熱潮，這種整流思想又重新得到了重視。它是從全橋整流方式演化而來(lái)，即用兩只獨(dú)立的，數(shù)值相同的電感代替全橋整流拓?fù)渲械囊唤M整流管，仍保持“全橋整流”的形式，經(jīng)過(guò)適當(dāng)變形，即得到圖4所示的拓?fù)湫问?。圖5給出全橋整流—倍流整流這一演化過(guò)程的示意簡(jiǎn)圖。

如圖4所示，VSEC是變壓器副邊繞組電壓波形。下面對(duì)一個(gè)周期TS中，電路的工作情況進(jìn)行簡(jiǎn)要分析[6]。

（1）t0—t1：變壓器副邊繞組上為正壓，SR2(D2)處于導(dǎo)通狀態(tài)，SR1(D1)處于關(guān)斷狀態(tài)(SR1與D1，SR2與D2的開關(guān)狀態(tài)分別對(duì)應(yīng)一致，下文以SR管說(shuō)明工作原理)，電感L1上電流上升，L2上電流下降。對(duì)應(yīng)如下關(guān)系式：VL1=V2－V0=L1（1）VL2=－V0=L2（2）

圖4倍流整流拓?fù)浼捌湓聿ㄐ?

(a)二極管倍流整流(b)MOSFET倍流整流(c)原理波形

（2）t1—t2：變壓器副邊繞組電壓為零，整流管SR1、

SR2都導(dǎo)通。通過(guò)電感L1、L2的電流都在減小，處于續(xù)流狀態(tài)。對(duì)應(yīng)關(guān)系式為：VL1=－V0=L1（3）VL2=－V0=L2（4）

（3）t2—t3：變壓器副邊繞組上為負(fù)壓,功率管SR1

處于導(dǎo)通狀態(tài)，SR2處于關(guān)斷態(tài)，電感L1上電流下降，L2上電流上升。對(duì)應(yīng)關(guān)系式為：VL1=－V0=L1（5）VL2=V2－V0=L2（6）

（4）t3—t4：變壓器副邊繞組電壓為零，整流管SR1、SR2都導(dǎo)通。通過(guò)電感L1、L2的電流都在減小，處于續(xù)流狀態(tài)。對(duì)應(yīng)電路方程與t1—t2時(shí)段相同。

在一個(gè)完整的開關(guān)周期Ts中，通過(guò)電感L1、L2的電流，都是在各自的0～DTs時(shí)間段內(nèi)增加；在（1－D）Ts時(shí)間段內(nèi)減小，且兩段時(shí)間內(nèi)電流增加量與減小量相等。對(duì)應(yīng)如下關(guān)系式：L=V2－V0，L=V0，Δi(＋)=Δi(－)

整理后可得：

V0=DV2(7)

式中：D=tON/Ts

倍流整流，其實(shí)質(zhì)就是兩個(gè)電感的交錯(cuò)并聯(lián)。電感L1與L2上的電壓和流過(guò)電流相位相差180°，在變壓器副邊繞組電壓非零時(shí)，流過(guò)L1、L2的電流一增一減，實(shí)現(xiàn)了iL1、iL2的紋波電流互消，從而使總的負(fù)載電流（i0=iL1＋iL2）紋波大大減小。在輸出電壓紋波要求相同的情況下，這種倍流整流方式使得L1、L2顯著減小，加快了功率級(jí)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。

電感L1、L2電流波形相差180°，其合成電流（i0=iL1＋iL2）紋波峰峰值與iL1、iL2紋波峰峰值的關(guān)系，用電流互消比例K12表示，K12與占空比D有關(guān)，關(guān)系式如下：K12=2－（D≤0.5）（8）

其對(duì)應(yīng)的關(guān)系如圖6所示。從圖6可以直觀地看出，當(dāng)D=0.5，即V2=2V0時(shí)，才有完全的紋波互消作用（輸出電流實(shí)現(xiàn)零紋波），D偏離0.5越遠(yuǎn)，紋波互消作用越差。當(dāng)D=0.25時(shí)，紋波互消比例只有67％。因此，在倍流整流拓?fù)渲?，為了利用其紋波互消作用，希望D在0.5附近。

3幾種整流電路的比較

為了充分認(rèn)識(shí)半波整流、全波整流和倍流整流拓?fù)涞膬?yōu)缺點(diǎn)，便于優(yōu)化選擇，下面從整流管導(dǎo)通損耗，磁性元件尺寸，大電流繞組連接點(diǎn)數(shù)，SR驅(qū)動(dòng)方式，原邊適用拓?fù)涞榷鄠€(gè)方面對(duì)三種整流方式逐一進(jìn)行比較。比較基于相同條件下進(jìn)行，即變換器功率等級(jí)，開關(guān)頻率fs，副邊電壓Vsec的幅值V2，各拓?fù)鋵?duì)應(yīng)定義的占空比D，輸出電壓VO及其紋波ΔVO要求，輸出濾波電容C相同。

圖5全橋整流—倍流整流演化過(guò)程簡(jiǎn)圖

圖6電感電流紋波互消作用示意

3.1整流管導(dǎo)通損耗

（1）半波整流拓?fù)鋞ON時(shí)段內(nèi)，負(fù)載電流IO流過(guò)SR1；在tOFF時(shí)段內(nèi)，IO流過(guò)SR2。因此在一個(gè)開關(guān)周期Ts中，兩整流管總的導(dǎo)通損耗，相當(dāng)于負(fù)載電流流經(jīng)一個(gè)整流管的導(dǎo)通損耗（損耗計(jì)算公式用MOSFET）?；娟P(guān)系式為：

Phw=m·IO2Rds(on)(9)

式中：m為用作SR1或SR2的MOSFET的并聯(lián)個(gè)數(shù)（SR1、SR2并聯(lián)個(gè)數(shù)一般相等）；

Rds(on)為MOSFET導(dǎo)通電阻。

（2）中心抽頭全波整流tON時(shí)段內(nèi)，負(fù)載電流IO流過(guò)SR1或SR2；tOFF時(shí)段內(nèi)，負(fù)載電流在兩個(gè)整流管上平分，從而減小了tOFF時(shí)段內(nèi)整流管的導(dǎo)通損耗，當(dāng)用肖特基二極管作為整流管時(shí)，因肖特基伏安特性為指數(shù)關(guān)系，損耗降低量并不太明顯。當(dāng)采用MOSFET作為同步整流管，其電壓電流近似呈線性關(guān)系，損耗降低得非常明顯，一個(gè)周期內(nèi)整流管總的導(dǎo)通損耗近似為：Pfw=m··IO2Rds(on)

D<1（10）

（3）倍流整流拓?fù)銼R1、SR2中的電流流通情況與全波整流相似。一個(gè)周期內(nèi)整流管總的導(dǎo)通損耗近似為：Pcd=m··IO2Rds(on)

D<0.5（11）

三種整流方式整流管的導(dǎo)通損耗（基準(zhǔn)值取為m·IO2Rds(on)）與D的對(duì)應(yīng)關(guān)系示于圖7。由圖7可知，D越小，全波整流和倍流整流拓?fù)渲姓鞴艿膶?dǎo)通損耗與半波整流相比越小。從損耗角度考慮，當(dāng)工作在Dmax（全波整流：Dmax=1；倍流整流：Dmax=0.5）附近時(shí)，后兩種整流拓?fù)渑c半波整流相比，并無(wú)多大優(yōu)勢(shì)。

3.2磁性元件

（1）濾波電感

①半波整流拓?fù)潆姼猩想妷侯l率與開關(guān)頻率fs相同，滿足規(guī)定紋波要求的電感量[7]為：Lhw=(12)

②中心抽頭全波整流拓?fù)潆姼猩想妷侯l率為

開關(guān)頻率的兩倍，滿足規(guī)定紋波要求的電感量為：Lfw=(13)

圖7三種整流拓?fù)湔鞴軐?dǎo)通損耗的比較

③倍流整流拓?fù)潆m然獨(dú)立電感L1、L2上電壓

的頻率與開關(guān)頻率fs相等，但由前面分析可知，拓?fù)渲写嬖趦蓚€(gè)獨(dú)立電感電流的紋波互消作用，而且兩電感合成電流的頻率為開關(guān)頻率fs的兩倍，在D靠近0.5時(shí)，紋波互消作用非常顯著，因而可以大大減小所需濾波電感值。滿足規(guī)定紋波要求的電感量為：L1=L2=··(14)可見，在相同條件下為滿足相同的輸出電壓紋波要求，后兩種整流拓?fù)渌璧臑V波電感值比前者顯著減小，若半波整流輸出濾波電感為參照值L,則采用全波整流只需·L，采用倍流整流只需·L，從而減輕了輸出濾波電容器的紋波設(shè)計(jì)壓力，減小了電感尺寸。當(dāng)然這里給出的公式只能作為粗略的對(duì)比，并未考慮實(shí)際電容器的ESR和ESL的影響。

（2）變壓器

假定輸出濾波電感很大，可以忽略電感電流紋波，有iL=IO,iL1=iL2=IO/2。①半波整流拓?fù)湓赟R1導(dǎo)通的tON時(shí)段內(nèi)，負(fù)載電流IO流過(guò)變壓器副邊繞組，在SR2導(dǎo)通的tOFF時(shí)段內(nèi)，變壓器副邊繞組電流為零。變壓器副邊電流有效值近似為：ISEC=IO·。②中心抽頭全波整流拓?fù)湓赟R1、SR2分別導(dǎo)通的tON時(shí)段內(nèi)，負(fù)載電流IO分別流過(guò)變壓器副邊中心抽頭繞組中的一只繞組；在SR1、SR2一起導(dǎo)通的tOFF時(shí)段內(nèi)，負(fù)載電流在兩只整流管上平分，中心抽頭的兩只繞組中，均流過(guò)一半的負(fù)載電流（IO/2）。變壓器副邊電流有效值近似為：ISEC=IO·（兩個(gè)繞組均等于Isec）。③倍流整流拓?fù)湓赟R1、SR2分別導(dǎo)通的tON時(shí)段內(nèi)，一半的負(fù)載電流（假定IL1=IL2=IO/2）流過(guò)變壓器副邊繞組；在SR1、SR2一起導(dǎo)通的tOFF時(shí)段內(nèi)，負(fù)載電流通過(guò)兩個(gè)電感和兩個(gè)整流管形成放電回路，并不流過(guò)變壓器副邊繞組（變壓器繞組中只會(huì)流過(guò)很小的磁化電流，可忽略），也即在tOFF時(shí)段內(nèi)，可以認(rèn)為變壓器副邊繞組電流為零。副邊電流有效值近似為：ISEC=IO·。

圖8給出三種整流方式中變壓器副邊電流有效值（基準(zhǔn)值為IO）與D的對(duì)應(yīng)關(guān)系?？梢?，在D相等時(shí)，倍流整流與半波整流拓?fù)渥儔浩鞲边吚@組Irms相當(dāng)。而這兩個(gè)拓?fù)渥儔浩鞲边吚@組Irms與全波整流拓?fù)涓边匢rms的大小則與占空比D大小有關(guān)：當(dāng)D<0.33時(shí)，前者比后者小；D>0.33時(shí)，前者比后者大。要注意的是中心抽頭全波整流副邊為兩只繞組，而其它兩種整流方式只有一只繞組。

特別需要指出的是，倍流整流拓?fù)溥@一電路形式特別適合于應(yīng)用磁集成技術(shù)[8]。一般可采用兩種集成思路：兩只電感集成在一只磁芯上，以及兩只電感和變壓器集成在一只磁芯上。在倍流整流拓?fù)渲?，雖然由電感電流交錯(cuò)合成后的電流紋波較小，但分別流過(guò)分立電感L1、L2上的電流紋波卻較大，因此在采用分立電感元件時(shí)，對(duì)應(yīng)每只電感的磁通脈動(dòng)量較大，引起較大的磁芯損耗，影響整機(jī)效率；把電感L1、L2集成在一只磁芯上（如EE或EI型），電感繞組分別繞制在兩只外腿上，對(duì)應(yīng)的磁通在中心柱上交疊，可以實(shí)現(xiàn)磁通脈動(dòng)量的互消作用，從而大大減小中心柱的磁芯損耗和磁芯體積。對(duì)應(yīng)的示意圖如圖9所示[9]。

更進(jìn)一步，可把三個(gè)分立磁性元件集成在一只磁芯上[10]，如圖10所示，同時(shí)實(shí)現(xiàn)了磁芯和繞組的集成，從而大大減小了磁性元件所占的總體積，簡(jiǎn)化了布局及封裝設(shè)計(jì)，與半波、全波整流相比，具有顯著的優(yōu)越性。

3.3大電流繞組連接點(diǎn)及布局設(shè)計(jì)

考慮到幾種整流電路應(yīng)用于大電流輸出場(chǎng)合，因此對(duì)大電流繞組數(shù)和繞組連接點(diǎn)數(shù)進(jìn)行了比較。

（1）半波整流拓?fù)溆?只大電流繞組，4個(gè)大電流繞組連接點(diǎn)。

（2）全波整流拓?fù)溆?只大電流繞組，5個(gè)大電流繞組連接點(diǎn)（假定中心抽頭結(jié)構(gòu)中，副邊兩只繞組的中間連接在繞組內(nèi)部完成）。

（3）倍流整流拓?fù)溆?只大電流繞組，6個(gè)大電流連接點(diǎn)；考慮兩電感和變壓器的集成后，只有2只大電流繞組，3個(gè)大電流繞組連接點(diǎn)。可見，應(yīng)用磁集成技術(shù)后的倍流整流拓?fù)渑c前兩個(gè)整流拓?fù)湎啾?，大電流繞組數(shù)、大電流繞組連接點(diǎn)數(shù)都較少，因此副邊的布局大大簡(jiǎn)化，與布局相關(guān)的損耗也得以進(jìn)一步降低，使得整機(jī)封裝設(shè)計(jì)變得容易。

圖8三種整流拓?fù)渥儔浩鞲边吚@組電流有效值對(duì)照?qǐng)D

圖9兩電感集成

(a)兩電感磁芯集成示意（b）磁通脈動(dòng)互消作用示意

圖10三個(gè)分立磁性元件的集成

3.4同步整流管（低壓功率MOSFET）的驅(qū)動(dòng)方式及原邊拓?fù)涞目紤]

（1）同步整流管的驅(qū)動(dòng)方式

同步整流管的驅(qū)動(dòng)方式一般可分為兩類：

——外加控制驅(qū)動(dòng)（ExternalControl）：通過(guò)附加的邏輯控制和驅(qū)動(dòng)電路，產(chǎn)生出隨主變壓器副邊電壓作相應(yīng)時(shí)序變化的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，驅(qū)動(dòng)同步整流管。這種驅(qū)動(dòng)方式的驅(qū)動(dòng)信號(hào)電壓幅值恒定，不隨副邊電壓幅值變化，驅(qū)動(dòng)波形好，但需要一套復(fù)雜的控制驅(qū)動(dòng)電路，增加了成本，也延長(zhǎng)了研發(fā)時(shí)間。

——自驅(qū)動(dòng)同步整流(Self－drivenSynchronousRectification)：即從電路中的某一點(diǎn)，直接獲取電壓驅(qū)動(dòng)信號(hào)，驅(qū)動(dòng)同步整流管，比較常用的是從主變壓器的繞組上直接獲取驅(qū)動(dòng)電壓。這種驅(qū)動(dòng)方案簡(jiǎn)單、經(jīng)濟(jì)、可靠，但驅(qū)動(dòng)波形質(zhì)量不如外加控制驅(qū)動(dòng)電路理想[11]。

①半波整流拓?fù)淙鐖D2所示連接，可以直接從變壓器副邊獲取電壓，驅(qū)動(dòng)SR工作，這在5V及3.3V等標(biāo)準(zhǔn)電壓輸出的DC/DC變換器中，已經(jīng)得到廣泛的應(yīng)用。在輸出電壓更低時(shí)，可在主變壓器上加繞輔助繞組，獲得幅值足夠驅(qū)動(dòng)同步整流管的驅(qū)動(dòng)電壓。

②全波整流拓?fù)渑c倍流整流拓?fù)湟驗(yàn)橹髯儔浩鞲边呺妷捍嬖谳^長(zhǎng)的為零時(shí)段（tOFF），如果采用直接從變壓器副邊獲取電壓的自驅(qū)動(dòng)SR方法，在這些tOFF時(shí)段，SR1、SR2均關(guān)斷，電感電流將流過(guò)SR1、SR2的體二極管，致使整流部分的功耗增大，失去采用同步整流管的優(yōu)勢(shì)。相關(guān)文獻(xiàn)[6]提出一種混合驅(qū)動(dòng)方式，采用對(duì)稱半橋倍流整流拓?fù)?，利用電路的寄生參?shù)，使得tOFF時(shí)段內(nèi)SR1、SR2都能導(dǎo)通，雖然不失為一種思路，但無(wú)法保證在所有的負(fù)載范圍內(nèi)，對(duì)應(yīng)tOFF時(shí)段SR1、SR2都能有效開通，而且SR1、SR2的正確開關(guān)工作受變壓器漏感的影響很大，而在變壓器制造中，很難保證漏感的一致性，因此實(shí)用價(jià)值并不明顯。對(duì)于這種副邊電壓存在較大tOFF時(shí)段的拓?fù)洌^多的采用外加控制驅(qū)動(dòng)，保證了開關(guān)時(shí)序的準(zhǔn)確性，從而確保了電路工作的可靠性及性能。

（2）原邊拓?fù)涞目紤]

①半波整流拓?fù)湓呁負(fù)漭^多的采用正激電路，因而選擇何種磁復(fù)位方法非常關(guān)鍵，它將決定主變壓器的工作方式[12]。區(qū)別于其它磁復(fù)位方法，采用圖11(a)所示的有源鉗位正激電路可使主變壓器雙向磁化，從而減小主變壓器的體積。

②全波整流拓?fù)渫ǔＥc圖11(b)、(c)、(d)對(duì)隔離式低壓/大電流輸出DC/DC變換器中幾種副邊整流電路的比較備注：m：作為同步整流管使用的MOSFET并聯(lián)數(shù)目；Rds(on)：MOSFET導(dǎo)通電阻；

＊：根據(jù)不同的復(fù)位方法，有些拓?fù)淇梢怨ぷ髟贒>0.5，但一般折衷優(yōu)化考慮D<0.5；

＊＊：假定所有的副邊繞組均為單匝，括號(hào)內(nèi)數(shù)為采用磁集成技術(shù)后的數(shù)量；

＊＊＊：假定全波整流拓?fù)渲?，兩個(gè)副邊繞組的中間連接在繞組內(nèi)部完成，括號(hào)內(nèi)的數(shù)為采用磁集成技術(shù)后的數(shù)量；

圖11幾種原邊拓?fù)?

(a)有源鉗位（b)對(duì)稱半橋(c)推挽(d)全橋

＊＊＊＊：副邊應(yīng)用同步整流的半波整流方式可以與采用不同復(fù)位方法的正激拓?fù)浣Y(jié)合使用，如RCD復(fù)位、諧振式復(fù)位等。

應(yīng)的推挽、對(duì)稱半橋、全橋拓?fù)湎嘟Y(jié)合，從而獲得正負(fù)對(duì)稱的副邊電壓。

③倍流整流拓?fù)湮墨I(xiàn)[13]給出正激拓?fù)渑c倍流整流拓?fù)浣Y(jié)合使用的拓?fù)湫问健醇る娐罚@種電路在原邊主管關(guān)斷，輔管處于通態(tài)時(shí)，變壓器作為能量源，磁化電流高達(dá)IO/2反映到原邊值（IO代表負(fù)載電流），增加了原邊開關(guān)的電流應(yīng)力和損耗，變壓器設(shè)計(jì)也相對(duì)復(fù)雜?；谝陨峡紤]，本篇未對(duì)這一拓?fù)溥M(jìn)行對(duì)比選擇。

在低壓/大電流輸出場(chǎng)合，推挽、對(duì)稱半橋、全橋這些對(duì)稱的原邊拓?fù)?，比較適合與倍流整流拓?fù)浣Y(jié)合使用。

在這三種拓?fù)渲?，同等條件下，全橋原邊功率管的電流應(yīng)力和電壓應(yīng)力最低；半橋拓?fù)湓吂β使艿碾娏鲬?yīng)力是全橋的兩倍，電壓應(yīng)力與全橋相等；推挽拓?fù)湓吂β使艿碾妷簯?yīng)力是全橋的兩倍（推挽常因存在漏感問(wèn)題，使得實(shí)際電壓應(yīng)力高于兩倍輸入電壓），電流應(yīng)力與全橋相等。所以可以推知：今后低壓/大電流輸出DC/DC變換器，對(duì)于12V和48V的推薦總線電壓，推挽拓?fù)涓m合于12V總線輸入；而半橋更適合于48V總線輸入；全橋拓?fù)浼嬗泄β使茈娏鲬?yīng)力低和電壓應(yīng)力低的優(yōu)點(diǎn)，但全橋拓?fù)淦骷?shù)量相對(duì)較多，因而從器件數(shù)和整體的簡(jiǎn)單性這一角度出發(fā)，全橋并非最好的選擇。但隨著高頻化的發(fā)展趨勢(shì)，為提高變換效率，必然要求實(shí)現(xiàn)原邊功率管的軟開關(guān)，而全橋移相PWMDC/DC變換器則很容易實(shí)現(xiàn)主管ZVS的要求，因此在高頻、低壓/大電流輸出DC/DC變換器中，全橋拓?fù)淙圆皇檩^好的選擇。

以上對(duì)三種整流電路進(jìn)行了詳細(xì)的比較，這里把相關(guān)內(nèi)容作一小結(jié)，如表1所列。

4結(jié)語(yǔ)

本文針對(duì)隔離式低壓/大電流輸出DC/DC變換器的應(yīng)用場(chǎng)合，對(duì)副邊半波整流、全波整流、倍流整流三種整流方式進(jìn)行了詳盡的分析比較，指出各自的優(yōu)缺點(diǎn)和應(yīng)用指導(dǎo)，并得出結(jié)論：結(jié)合磁集成技術(shù)和同步整流技術(shù)的倍流整流拓?fù)?，特別適用于隔離式低