利用計(jì)算機(jī)設(shè)計(jì)單片開(kāi)關(guān)電源講座

第六講

單片開(kāi)關(guān)電源工作模式的設(shè)定及反饋理論分析

摘要：首先介紹單片開(kāi)關(guān)電源連續(xù)模式和不連續(xù)模式的設(shè)定方法，然后以TOPSwitch的基本反饋電路為例，對(duì)這兩種工作模式的反饋理論作深入分析。
關(guān)鍵詞：?jiǎn)纹_(kāi)關(guān)電源；連續(xù)模式；不連續(xù)模式；設(shè)定

單片開(kāi)關(guān)電源有兩種基本工作模式，一種是連續(xù)傳輸模式（簡(jiǎn)稱(chēng)連續(xù)模式）；另一種為不連續(xù)傳輸模式（簡(jiǎn)稱(chēng)不連續(xù)模式）。下面首先介紹兩種工作模式的設(shè)定方法及功耗比較，然后闡述兩種工作模式的反饋理論。

1單片開(kāi)關(guān)電源兩種工作模式的設(shè)定
1.1連續(xù)模式及不連續(xù)模式的特點(diǎn)
連續(xù)模式的特點(diǎn)是高頻變壓器在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期都是從非零的能量?jī)?chǔ)存狀態(tài)開(kāi)始的。不連續(xù)模式的特點(diǎn)是儲(chǔ)存在高頻變壓器中的能量在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)都要完全釋放掉。由圖1所示開(kāi)關(guān)電流波形上可以看出二者的區(qū)別。連續(xù)模式的開(kāi)關(guān)電流先從一定幅度開(kāi)始，沿斜坡上升到峰值，然后又迅速回零。此時(shí)，初級(jí)脈動(dòng)電流（IR）與峰值電流（IP）的比例系數(shù)KRP<1.0，即

不連續(xù)模式的開(kāi)關(guān)電流則是從零開(kāi)始上升到峰值，再迅速降到零。此時(shí)KRP=1.0，即
IP=IP（2）
1.2工作模式的設(shè)定
利用IR與IP的比例關(guān)系，亦即KRP的數(shù)值，可以定量地描述單片開(kāi)關(guān)電源的工作模式。KRP的取值范圍是0～1.0。若取IR=IP，即KRP=1.0，就將開(kāi)關(guān)電源設(shè)定在不連續(xù)模式。當(dāng)IR 1）當(dāng)0 2）理想情況下，IR=0，KRP=0，表示處于絕對(duì)連續(xù)模式，或稱(chēng)作極端連續(xù)模式，此時(shí)初級(jí)電感量LP→∞，而初級(jí)開(kāi)關(guān)電流呈矩形波。
實(shí)際上在連續(xù)模式與不連續(xù)模式之間并無(wú)嚴(yán)格界限，而是存在一個(gè)過(guò)渡過(guò)程。對(duì)于給定的交流輸入電壓范圍，KRP值較小，就意味著更為連續(xù)的工作模式和相對(duì)較大的初級(jí)電感量，并且初級(jí)的IP和IRMS較小，此時(shí)可選用功率較小的TOPSwitch芯片和較大尺寸的高頻變壓器來(lái)實(shí)現(xiàn)優(yōu)化設(shè)計(jì)。反之，KRP值較大，就表示連續(xù)程度較差，初級(jí)電感量較小，而IP與IRMS較大，此時(shí)須采用功率較大的TOPSwitch芯片，配尺寸較小的高頻變壓器。
綜上所述，選擇KRP值就能設(shè)定開(kāi)關(guān)電源的工作模式。設(shè)定過(guò)程為：連續(xù)模式。對(duì)于85～265V寬范圍輸入或230V固定輸入的交流電壓，選擇KRP=0.6～1.0比較合適。
1.3兩種工作模式的功耗比較
下面給出兩個(gè)設(shè)計(jì)實(shí)例，能夠說(shuō)明在寬范圍輸入時(shí)，KRP=1.0（不連續(xù)模式）、KRP=0.4（連續(xù)模式）所對(duì)應(yīng)的IP與IRMS值的變化情況。由此可對(duì)兩種工作模式下的TOPSwitch功率損耗加以比較。
1）不連續(xù)模式的設(shè)計(jì)實(shí)例
已知工作參數(shù)：KRP=1.0，UImin=90V，Dmax=0.6，PO=30W，電源效率η=80％。
初級(jí)峰值電流IP既可表示為IR和KRP的函數(shù)，又可表示為基本參數(shù)（PO、UImin、Dmax、η）和IR的函數(shù)。有關(guān)系式

把UImin=90V，Dmax=0.6，η=80％，PO=30W，KRP=1.0代入（5）式中計(jì)算出IP=1.39A。進(jìn)而求出初級(jí)電流有效值

2）連續(xù)模式的設(shè)計(jì)實(shí)例
已知工作參數(shù)：KRP=0.4，UImin=90V，Dmax=0.4，PO=30W，η=80％。與上例的區(qū)別僅是KRP變成0.4，Dmax降至0.4，這就表示工作在更為連續(xù)的模式。同理可計(jì)算出IP′=0.87A，IRMS′=0.54A。
不難求出，連續(xù)模式的峰值電流僅為不連續(xù)模式峰值電流的63％，而有效值電流是不連續(xù)模式的87％。由此可見(jiàn)，對(duì)于給定的TOPSwitch芯片，兩種工作模式下的功耗之比為

這表明在同樣條件下，采用連續(xù)模式可比不連續(xù)模式減小24.3％的功耗。換言之，對(duì)于同樣的輸出功率，采用連續(xù)模式可使用功率較小的TOPSwitch芯片，或者允許TOPSwitch工作在較低的損耗下。此外，設(shè)計(jì)成連續(xù)模式時(shí)，初級(jí)電路中的交流成分要比不連續(xù)模式低，并能減小趨膚效應(yīng)以及高頻變壓器的損耗。
2單片開(kāi)關(guān)電源的反饋理論分析
下面以TOPSwitch的基本反饋電路為例，對(duì)不連續(xù)模式和連續(xù)模式的反饋理論作深入分析。需要說(shuō)明，這里講的反饋理論僅討論初級(jí)繞組與輸出電路之間的相互作用。這與由反饋繞組及其外圍電路構(gòu)成的控制電路是兩個(gè)概念，后者專(zhuān)用來(lái)調(diào)節(jié)占空比的，因此下述討論不涉及反饋繞組。
2.1基本反饋過(guò)程
TOPSwitch系列單片開(kāi)關(guān)電源可視為單片組合器件，它將高壓功率開(kāi)關(guān)管(MOSFET)以及所需全部模擬與數(shù)字電路組合在一起，完成輸出隔離、脈寬調(diào)制及多種保護(hù)功能。TOPSwitch的基本反饋電路如圖2所示。對(duì)該電路稍加改動(dòng)，即可實(shí)現(xiàn)單路或多路輸出、升壓或降壓輸出、正壓或負(fù)壓輸出。
在TOPSwitch的基本反饋電路中，高頻變壓器具有能量?jī)?chǔ)存、隔離輸出和電壓變換這三大功能。圖中的NP、NS、NF分別代表初級(jí)繞組、次級(jí)繞組、反饋繞組以及各自的匝數(shù)。瞬態(tài)電壓抑制器（TVS）和超快恢復(fù)二極管（SRD）構(gòu)成了鉗位保護(hù)電路，能吸收初級(jí)漏感所產(chǎn)生的尖峰電壓。VD為輸出整流管，C2是輸出濾波電容，RL為負(fù)載電阻。UO為輸出電壓。圖2中省略了交流輸入及整流濾波電路。交流電經(jīng)過(guò)整流橋和濾波電容，產(chǎn)生直流輸入高壓UI，當(dāng)TOPSwitch導(dǎo)通時(shí)VD處于截止?fàn)顟B(tài)，而初級(jí)電流沿斜線上升。有公式

式中，IPRI為初級(jí)（PRIMARY）電流，它包含著峰值電流IP和脈動(dòng)電流IR。II是初級(jí)電流的初始值。UDS(ON)是MOSFET的漏－源導(dǎo)通電壓，tON為導(dǎo)通時(shí)間。由于VD截止，初級(jí)與輸出負(fù)載隔離，因此原來(lái)儲(chǔ)存在C2上的電能就給負(fù)載供電，維持輸出電壓不變。此時(shí)電能以磁場(chǎng)能量的形式儲(chǔ)存在高頻變壓器內(nèi)。
在TOPSwitch關(guān)斷期間，高頻變壓器中的磁通量開(kāi)始減小，并且次級(jí)繞組的感應(yīng)電壓極性發(fā)生變化，使得VD因正向偏置而導(dǎo)通。儲(chǔ)存在高頻變壓器中的能量就傳輸?shù)捷敵鲭娐?，一方面給RL供電，另一方面還給C2重新充電。次級(jí)電流就從初始值按下式衰減：

式中，IS為次級(jí)(SECONDARY)電流，IPNP／NS為次級(jí)電流的初始值。IP為初級(jí)電流在TOPSwitch導(dǎo)通結(jié)束前的峰值。UF1為輸出整流管VD的正向?qū)▔航?。tOFF是TOPSwitch的關(guān)斷時(shí)間。在TOPSwitch關(guān)斷期間，如次級(jí)電流IS衰減到零，輸出電流就由C2來(lái)提供。
TOPSwitch有兩種工作方式，這取決于關(guān)斷期間最后的IS值。若在關(guān)斷期間IS衰減到零，就工作在不連續(xù)方式。若IS的衰減結(jié)果仍大于零，則工作在連續(xù)模式。
2.2實(shí)際情況下兩種工作模式的反饋原理
在理想情況下，不考慮反饋電路中寄生元件（分布電容和泄漏電感）的影響。但實(shí)際情況下必須考慮分布電容和泄漏電感的影響，因此在工作波形中存在尖峰電壓和尖峰電流。
1）實(shí)際不連續(xù)模式的反饋原理
實(shí)際不連續(xù)模式的工作波形及簡(jiǎn)化電路原理如圖3所示。由圖3（b）可見(jiàn)，在不連續(xù)模式下每個(gè)開(kāi)關(guān)周期被劃分成3個(gè)階段。另外，在實(shí)際電路中還存在著3個(gè)寄生元件：初級(jí)繞組的漏感LP0，次級(jí)繞組的漏感LS0，分布電容CD。其中，CD是TOPSwitch的輸出電容COSS與高頻變壓器初級(jí)繞組的分布電容CXT之和，即CD=COSS＋CXT。下面專(zhuān)門(mén)討論這些寄生元件對(duì)電路的影響。

在階級(jí)1，隨著TOPSwitch導(dǎo)通，CD就放電。上一周期結(jié)束時(shí)儲(chǔ)存在CD上的能量ED在初始就被釋放掉。因?yàn)镋D與UCD2成正比，所以當(dāng)CD的容量較大時(shí)，電源效率會(huì)明顯降低，這在UI很高時(shí)更是如此。需要說(shuō)明，在階段1因高頻變壓器正在儲(chǔ)存能量且次級(jí)繞組的電流為零，故漏感的影響可不予考慮。
在階段2，TOPSwitch關(guān)斷。上一階段中高頻變壓器儲(chǔ)存的能量傳輸給次級(jí)繞組。此時(shí)漏感LP0和LS0都試圖阻礙電流的變化。具體講，LP0是要阻礙初級(jí)電流IPRI的減少，而LS0試圖阻礙次級(jí)電流IS的增大。于是在IPRI減小和IS增大的過(guò)程中，就形成一個(gè)“交叉區(qū)”。最終結(jié)果是IPRI沿斜線降為零，其斜率由漏感LP0和初級(jí)電壓所決定；IS則沿斜線上升到峰值ISP，斜率由漏感LS0和次級(jí)電壓所決定。關(guān)鍵問(wèn)題是在交叉區(qū)內(nèi)初級(jí)電流必須保持連續(xù)。當(dāng)被衰減的初級(jí)電流流過(guò)CD時(shí)，就將CD充電到UP。這個(gè)由漏感LP0產(chǎn)生的峰值電壓就疊加在UDS的波形上，形成漏感尖峰電壓，亦稱(chēng)作漏－源峰值脈沖。有關(guān)系式
UDS=UI＋UOR＋UP（8）
在實(shí)際電路中利用鉗位保護(hù)電路，可將UDS鉗制在TOPSwitch的漏－源擊穿電壓額定值（700V或350V，視芯片而定）以下，避免因UP使UDS升高而損壞芯片。
在階段3，感應(yīng)電壓UOR降為零。高頻變壓器已將在階段1存儲(chǔ)的能量全部釋放掉，使漏－源電壓從階段2結(jié)束時(shí)的UDS=UI＋UOR，降低到UDS≈UI。但由于該電壓變化又通過(guò)激勵(lì)由雜散電容和初級(jí)電感構(gòu)成的諧振電路，產(chǎn)生衰減震蕩波形，并疊加到UDS波形上，直到TOPSwitch再次導(dǎo)通時(shí)才停振，因此在階段3的UDS波形出現(xiàn)了波谷與波峰。顯然，這個(gè)衰減振蕩波形對(duì)CD上的電壓和能量，起到了“調(diào)制”作用，并在下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期開(kāi)始時(shí)，決定轉(zhuǎn)換的功率損耗。
2）實(shí)際連續(xù)模式的反饋原理
實(shí)際連續(xù)模式的反饋電路中也存在著與不連續(xù)模式相同的寄生元件，另外還需考慮輸出電路的實(shí)際特性。理想的整流管應(yīng)當(dāng)沒(méi)有正向?qū)▔航岛头聪蚧謴?fù)時(shí)間。結(jié)型整流管的反向恢復(fù)時(shí)間是由少數(shù)載流子通過(guò)二極管結(jié)點(diǎn)而產(chǎn)生的，肖特基二極管則是由結(jié)電容引起的。對(duì)于單片開(kāi)關(guān)電源，推薦使用反向恢復(fù)時(shí)間極短的肖特基二極管，或者超快恢復(fù)二極管作為輸出整流管。不得使用普通低速整流管，因?yàn)楹笳卟粌H使得高頻損耗增大、效率降低，還會(huì)造成整流管的熱擊穿。
實(shí)際連續(xù)模式的工作波形如圖4所示。在階段1，TOPSwitch開(kāi)始導(dǎo)通時(shí)次級(jí)仍有電流通過(guò)，這說(shuō)明在導(dǎo)通瞬間，UDS=UI＋UOR，而不是UDS=0。其結(jié)果是TOPSwitch導(dǎo)通功耗比不連續(xù)模式要高一些。這是由于在分布電容CD上還存儲(chǔ)額外能量的緣故。此外，在次級(jí)繞組輸出關(guān)斷之前，還必須對(duì)次級(jí)漏感LS0充電，致使在IS增大、IPRI減小過(guò)程中又產(chǎn)生了電流交叉現(xiàn)象。一旦LS0被充好電，輸出整流管就被反向偏置而截止，使次級(jí)電流IS變?yōu)榱?，而IS的這一變化又感應(yīng)到初級(jí)繞組，導(dǎo)致初級(jí)電流波形的前沿出現(xiàn)了一個(gè)反向恢復(fù)電流峰值（尖峰電流）。該尖峰電流使初級(jí)電流瞬間突然增大，很容易造成內(nèi)部過(guò)流保護(hù)電路誤動(dòng)作。為此，TOPSwitch內(nèi)部專(zhuān)門(mén)設(shè)計(jì)了前沿閉鎖電路。其作用就是在TOPSwitch剛導(dǎo)通時(shí)將過(guò)流比較器輸出的上升沿封鎖180ns的時(shí)間，以便能躲過(guò)尖峰電流，防止造成誤觸發(fā)。

在TOPSwitch的關(guān)斷期間，也不存在階段3，只有階段2。在關(guān)斷的瞬間受漏感LP0和LS0的影響，初級(jí)電流和次級(jí)電流也會(huì)形成一個(gè)交叉區(qū)，這使得UDS上升到（UI＋UOR）。但與不連續(xù)模式所不同的是，感應(yīng)電壓UOR將一直存在到TOPSwitch再次導(dǎo)通為止，所以不存在UOR降到零后的時(shí)間間隔（即階段3）。

參考文獻(xiàn)

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