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一種新型感應(yīng)加熱電源雙機(jī)并聯(lián)拓?fù)涞难芯?/b>
現(xiàn)代感應(yīng)加熱電源正朝著大功率,高頻化方向發(fā)展。這對(duì)現(xiàn)代電力電子器件來說是一個(gè)相當(dāng)大的挑戰(zhàn)。傳統(tǒng)的方法是采用器件串并聯(lián)的方式,但這存在器件之間均流均壓閑難的問題,特別是當(dāng)器件串并聯(lián)很多時(shí),則需要保證精確的同步信號(hào),以避免器件之間的環(huán)流損壞電力電子器件。但在很多情況下這很難精確保證。特別是當(dāng)串并聯(lián)器件較多功率等級(jí)很大吋,信號(hào)線上延時(shí)將對(duì)器件之間的環(huán)流產(chǎn)生惡劣的影響,所以采用器件申并聯(lián)的方式時(shí),器件數(shù)量、最大功率都將受到限制?；诖?一種新型的LLC拓?fù)浔惶岢?它的優(yōu)良特性可有效地減少逆變橋并聯(lián)之間的環(huán)流,通過參數(shù)設(shè)計(jì)可以均衡各橋的功率分配,降低器件的損耗,從而有效地解決了逆變橋并聯(lián)中出現(xiàn)的一些問題,有利于感應(yīng)加熱電源多橋并聯(lián),提高輸出功率和可靠性。
l 單機(jī)LLC分析
??? 電壓型LLC負(fù)載拓?fù)淙鐖D1所示。由圖1可知,不同之處是在以往LC并聯(lián)負(fù)載基礎(chǔ)上再串聯(lián)一個(gè)電感L1,L2和R為感應(yīng)圈的等效電路,通常L1比L2大很多,L1參與諧振并起到隔離負(fù)載和電源,調(diào)節(jié)功率分配的作用。可見它與傳統(tǒng)感應(yīng)加熱電源中的負(fù)載匹配變壓器作用很相似,因而可以消除造價(jià)昂貴,效率不高的高頻變壓器,使得整個(gè)裝置的體積縮小、重量減輕。LLC諧振電路阻抗表達(dá)式為
??? 
由基本的電路分析可得它有兩個(gè)諧振頻率, 一個(gè)是并聯(lián)諧振頻率f0和一個(gè)串聯(lián)諧振頻率f1
??? 
式中：Leq=L1//L2。
??? 定義k=L1/L2,一般來說k值較大以滿足負(fù)載匹配的要求,因此f0與f1很接近。為了獲得較大功率以及控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)方便,系統(tǒng)的理想工作點(diǎn)在f1。Q=L2ωo/R≈L2ω1/R為了負(fù)載的品質(zhì)因數(shù){Q》]),將k》1,Q代入式(1),則在諧振點(diǎn)有
??? 
由式(3)可知在ω1、點(diǎn)電源工仵在感性狀態(tài)以保證開關(guān)管可靠換流,且電容上電壓滯后逆變器輸出電壓90°?？梢宰C明在ω1點(diǎn)為輸出功率最大值。
??? 
由式(4)可看出電感L1起到阻抗變換,功率調(diào)節(jié)作用。系統(tǒng)功率曲線以及阻抗特性曲線如圖2所示。
??? 從圖2中可以看出φ(ω)在整個(gè)頻域內(nèi)是非單調(diào)函數(shù),這種特性不利于用鎖相環(huán)控制．相反θ(ω)=arg(vc/v1)卻呈單調(diào)變化特性,且在ω1點(diǎn)有θ(ω1)≈—90°,所以．θ(ω)可作為控制變量引入到PLL中,從而鎖定在階振點(diǎn)。電容上電壓最大值出現(xiàn)在諧振點(diǎn)ω1。 vc ≈v1Q/k (5)
2 感應(yīng)加熱并聯(lián)模塊環(huán)流分析
??? LLC諧振負(fù)載最大的優(yōu)點(diǎn)是有利于感應(yīng)加熱中的多機(jī)并聯(lián),它小需要在逆變器之間附加任何元件,即使各橋的信弓延時(shí)角度很大也能保證系統(tǒng)止常工作,抑制各橋之間的環(huán)流,調(diào)節(jié)各逆變器的輸出功率,多機(jī)并聯(lián)圖如圖3所示。
??? 假設(shè)各逆變器INV1至INVn工作在理想狀態(tài),即INV1至INVn對(duì)應(yīng)相同的驅(qū)動(dòng)信號(hào),有相同的直流電壓vdc,則多機(jī)并聯(lián)可以等效為單機(jī)的情況,轉(zhuǎn)換等式如式(6)。
??? 
實(shí)際控制中各個(gè)模塊的驅(qū)動(dòng)信號(hào)統(tǒng)一由控制板產(chǎn)生,但在傳輸信號(hào)的過程中,由于傳輸路線上的邏輯器件延遲,驅(qū)動(dòng)變壓器的延遲以及工藝方面的原因可能造成模塊之間驅(qū)動(dòng)信號(hào)的差異。這種延遲造成逆變器輸出電壓存在相位差,因此,研究它所產(chǎn)生的環(huán)流有實(shí)際意義,首先做出雙機(jī)并聯(lián)的等效電路如圖4所示。
??? 根據(jù)式(6)選取L11=L12=2L1,由于感應(yīng)加熱負(fù)載的高Q值,假定感應(yīng)圈中的電量均用正弦量,則有
??? 
式中：zp為電容與感應(yīng)圈并聯(lián)等效阻抗。
則有
??? 
因并聯(lián)逆變器掛在同一個(gè)電壓母線上,所以v1,v2的幅值差別很小,對(duì)環(huán)流的影響可不計(jì)。假定驅(qū)動(dòng)信號(hào)延時(shí),逆變橋1輸出電壓v1比逆變橋2輸出電壓v2超前α角度,由式(10)及式(11)可看出,I11和I12之間將有環(huán)流分量IDIFF存在,IDIFF在v1和v2之間流動(dòng)卻并不流向被加熱工件,IDIFF=(v1-v2）/2zL1,由于電壓型逆變器的等效內(nèi)阻抗很小,因此,若不加電感L11的話,環(huán)流將很大。特別是在高頻時(shí),微小的驅(qū)動(dòng)信號(hào)延遲都將出現(xiàn)很大的延遲角α,考慮電壓型逆變器工作在容性狀態(tài)下時(shí),很容易損壞功率器件。因而在上述模塊并聯(lián)驅(qū)動(dòng)信號(hào)不一致的情況下,需要考慮驅(qū)動(dòng)的不同步是否會(huì)導(dǎo)致某個(gè)模塊工作在容性狀態(tài)下,由式(10)及式(11)可得
??? 
zL1是純感抗,由單機(jī)分析可知,在諧振點(diǎn)時(shí)zp是容性阻抗,顯然有φ1=arctan（v1/I11）=φ+α1??? （14）
??? 
??? α1及α2隨α的變化曲線如圖5所式,可見在α較小時(shí)α1及α1隨α呈線形變化特性,因而由式(14)及式(15)看出α的增加將使得,v1和I11之間的相位差變大,即充分保證了逆變橋1開關(guān)的ZVS。相反v2和I12之間相位差變小,使得逆變橋2的ZVS條件惡化。即當(dāng)α增大到一定數(shù)值吋,滯后的逆變橋?qū)⒉荒鼙ＷCZVS。所以,在設(shè)計(jì)參數(shù)時(shí)要注意選擇一定的開關(guān)角度,即滿足
?? 
??? 在α=30°時(shí),由圖6看出(Q／k)>4時(shí)φ-α2將小于O,逆變橋2失去ZVS的條什。圖5中α-α1-α2很小,即I11和I12幾乎同相,且由式(5)可得電容上電壓vc比逆變輸出電壓大很多,且滯后90°,因此可得
??? 
即I11和I12的幅度差別很小,這些對(duì)逆變橋的并聯(lián)非常有利。
3 仿真及實(shí)驗(yàn)結(jié)果
??? 在PSPICE中做了仿真分析,參數(shù)設(shè)計(jì)為：f=220kHz,L11=L12=2L1=51.8μH,L2=4.3H。C=0.185μF,R=0.18Ω,延時(shí)角α=30°。由圖7可以看出,I11和I12幾乎同相(圖中I11和I12均放大了10倍),且幅值差別很小,滯后橋INV2作在感性狀態(tài)。
??? 在此基礎(chǔ)上試制了一臺(tái)電源,設(shè)計(jì)參數(shù)為：f=310kHz,Udc=500V,L11=L12=2L1=40μH,L2=2.1μH,C=0.1479μF,品質(zhì)因數(shù)Q=10,電感之比k=9．5。開關(guān)管選擇IXFN36 N100功率MOS模塊,鎖相環(huán)為74HC4046。使得系統(tǒng)工作在諧振點(diǎn)。圖8是兩逆變器輸出電壓u1和u2波形,α≈30°。圖9是兩個(gè)逆變器輸出電流I11和I12波形,可看出兩者幅值、相位相差很小,且逆變器均保持在感性狀態(tài),并聯(lián)系統(tǒng)穩(wěn)定工作。圖10為超前橋輸出電壓和電流波形。圖11為滯后橋輸出電壓和電流波形。
4 結(jié)語
??? 通過理論分析和實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明,本文提出的基于LLC新拓?fù)涞母袘?yīng)加熱電源并聯(lián),有效地減少了逆變器之間的環(huán)流,均衡了各橋的功率分配,去掉了高頻變壓器,使得效率、功率密度提高,這些優(yōu)點(diǎn)為感應(yīng)加熱模塊化發(fā)展提供了一條新途徑。
工商網(wǎng)監(jiān)
評(píng)論