在能源危機發(fā)生之后，人們對于能源轉換效率及利用效能日益重視。因此，各國也紛紛制定許多能源規(guī)範。從早期的滿載效率，到現(xiàn)今的四點平均效率。以桌上型電腦之電源轉換器為例，更有80Plus金、銀、銅牌等（20％、50％、100％負載）效率規(guī)範。然而，在諸多認證規(guī)範中，最困擾研發(fā)人員的往往是輕載與半載效率。本文主要介紹半橋諧振式轉換器之基本操作塬理，并說明如何透過調(diào)節(jié)功因修正級（PFC）輸出電壓以提高LLC-SRC半橋諧振式轉換器之輕載及半載效率。

　　以目前高效率電源轉換器之應用為例，傳統(tǒng)的硬切換技術（Hard-Switching）已無法滿足80Plus金牌等級以上之要求。各大電源供應器廠商紛紛投入軟切換技術（Soft-Switching）之研製。其中更以LLC-SRC半橋串聯(lián)諧振轉換器（Half-Bridge Series Resonant Converter）最為受到青睞。主要塬因在于其容易達成零電壓切換（減少切換損失，提高轉換效率），降低電磁干擾（EMI）等。

　　LLC塬理分析

　　LLC-SRC半橋串聯(lián)諧振轉換器的結構（如圖1示），可分為叁個部份。方波產(chǎn)生器（Square wave generator）、諧振網(wǎng)路（Resonant network）與輸出整流濾波（Rectifier network）。

　　A方波產(chǎn)生器藉由各近50％的導通週期（Duty cycle）驅(qū)動功率開關（MosFET）Q1和Q2以產(chǎn)生方波電壓并藉由控制開關頻率來達成輸出電壓調(diào)節(jié)。

　　B諧振網(wǎng)路部份主要由諧振電容（Cr），諧振電感（Lr）及激磁電感（Lm）所組成。此串聯(lián)諧振網(wǎng)路可將高次諧波電流濾除，并使電流角度落后電壓而達成零電壓切換。

　　C利用全波橋式整流或變壓器中央抽頭整流型式與輸出濾波電容，將交流電流轉換為直流電壓輸出。其交流等效電路如下：

　　其中：

　　當輸入電壓變化或輸出負載變化時，為保持輸出電壓之穩(wěn)定，必須藉由調(diào)整諧振網(wǎng)路之電壓增益（Gain）來達成。其中增益（M）可被定義為：

　　其中：

　　由此可得知此諧振網(wǎng)路中具有兩個諧振頻率，一個由Lr及Cr所組成，而另一個由Lp及Cr所組成。且其增益隨諧振頻率改變而不受負載變化影響。若操作頻率（w）=諧振頻率（w0）時，可得：

　　因此，當操作頻率接近諧振頻率時，整個諧振網(wǎng)路的阻抗幾乎會等于輸出阻抗。此處較類似傳統(tǒng)的串聯(lián)諧振轉換器。下圖為LLC串連諧振轉換器之電壓增益曲線。

　　此處與傳統(tǒng)串聯(lián)諧振不同的是LLC串聯(lián)諧振轉換器具有兩個諧振點，并且允許轉換器工作于兩個諧振點間。

　　如圖4，當操作頻率小于諧振頻率時（fs《f0），一次側切換晶體（MosFET）與二次側整流二極體（Rectifier）皆操作于軟切換（Soft-Switching）狀態(tài)，在此狀態(tài)下，二次側整流二極體無逆向回復時間（trr）之損耗。但也因其電流呈現(xiàn)非連續(xù)導通的現(xiàn)象，故其表現(xiàn)在輸出濾波電容上的漣波電流（Ripple Current）較大，所以比較適用于輸出高電壓小電流之應用。

　　當操作頻率大于諧振頻率時（fs》f0），其特性較類似于傳統(tǒng)的串聯(lián)諧振轉換器（Series Resonant Converter）。在fs越接近f0時，其一次側之循環(huán)電流越?。–irculating Current），因此可以依此特性適當?shù)販p少一次側之循環(huán)電流，以達到效率最佳化。二次側輸出整流二極體電流較連續(xù)，其表現(xiàn)在濾波電容上的漣波電流相對較小。故此操作區(qū)間較適用于輸出低電壓大電流之應用。

　　模擬驗證

　　以12V/25A 300W輸出諧振轉換器為例，選擇Lr=110uH　Cr=22nF　m=5　輸入390VDC，操作于fs《f0區(qū)間：

　　另選擇m=19 操作于fs》f0區(qū)間：

　　由兩者增益曲線比較可知，當m越大時會越接近傳統(tǒng)串聯(lián)諧振之特性。增益-頻率表現(xiàn)變化較小，因此需要較高的操作頻率以維持輕載輸出電壓的穩(wěn)定。

　　由圖7與圖8可知，當轉換器工作在fs《f0狀態(tài)下，負載變化時，操作頻率變化範圍較窄?？墒且蚱潢P斷電流（turn off current）受激磁電感（Lm）加入諧振的關係，在負載變化時都會維持在一定值。

　　比較圖7與圖9，兩種操作模式下，在fs《f0狀態(tài)時，二次側輸出漣波電流較大。因此較不適用于大電流輸出之應用。

　　比較圖9與圖10，當負載變化時切換頻率變化範圍較大。負載越輕操作頻率越高以穩(wěn)定輸出電壓。但過高的操作頻率會使得切換損失增加而影響輕載的轉換效率。另外我們可以發(fā)現(xiàn)在此操作模式下，一次側切換晶體的關斷電流并不會受到激磁電感（Lm）的影響。亦即在此模式下，激磁電感并沒有參與諧振。也因為這個特性，我們可以很容易的最佳化滿載效率。

　　比較圖9與圖11，兩者皆操作于fs》f0區(qū)間，在圖11中，一次側切換晶體（MosFET）的關斷電流（turn off current）已明顯減少。

　　系統(tǒng)搭配

　　綜合以上論述，當我們要使用串聯(lián)諧振轉換器應用在大電流輸出時，應該考慮將其操作于fs》f0模式中。如此可以得到最佳化的滿載效率（不考慮同步整流）。但是相對而言，如何提高輕載及半載效率以及維持空載輸出電壓的穩(wěn)定就變得極為重要了。由圖六我們可以得知，當負載低于20％時的增益曲線已經(jīng)相當平緩，表示我們可能無法藉由提高工作頻率的方式來調(diào)整線路之增益。但是這個問題我們可以藉由突衝模式（Burst Mode）來克服。如圖12：

　　在系統(tǒng)應用中，通常前級會搭配升壓型的功因修正線路（Boost PFC）。試想當交流市電輸入在低壓（115VAC）滿載時，升壓線路會將串聯(lián)諧振轉換器（LLC-SRC）之輸入電壓（Vin）提升至約390VDC，因此我們可以針對此輸入電壓最佳化串聯(lián)諧振網(wǎng)路之滿載效率。但是隨著輸出負載降低，半橋諧振網(wǎng)路的切換頻率會逐漸提高以穩(wěn)定輸出電壓，因此在20％及50％負載時效率也會隨之下降。

　　此時我們必須透過一種降壓技術，將升壓型功因修正（PFC）線路之輸出電壓調(diào)降，來補償升壓級PFC的功率損耗。此降壓功能必須同時在低電壓（Low Line input）輸入以及非滿載條件下才會成立。雖然降壓方式是為平衡升壓型功因修正（Boost PFC）線路之功率損耗，但對于操作在fs》f0模式的串聯(lián)諧振轉換器而言，剛好也可以使其諧振網(wǎng)路（Resonant network）最佳化并改善了切換頻率提高的問題。

　　由于串聯(lián)諧振網(wǎng)路的直流電壓增益（Gain）：

　　因此在輸入電壓（Vin）固定的條件下，必須藉由調(diào)整切換頻率（fs）的方式調(diào)整線路增益以達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。反之，當輸入電壓（Vin）變化時，操作頻率（fs）將會被固定。這種方式反而是比較適合用在fs》f0的串聯(lián)諧振控制模式中。以上例說明

　　比較圖10與圖13，當20％負載時Vin調(diào)降為355VDC，此時操作頻率由155KHz降為105KHz。且其一次側切換晶體（MosFET）關斷電流（turn off current）也由0.7A降到0.25A。

　　以相同的降壓方式若應用于操作在fs《f0模式的串聯(lián)諧振轉換器，比較圖14與圖8，操作頻率由88kHz降到79kHz且其循環(huán)電流（circulating current）與切換晶體關斷電流（turn off current）都增加。因此在此操作模式中并不適用降壓方式來提高效率。

　　設計考量

　　在實際應用上，雖然我們可以降低升壓級功因修正電路之輸出電壓，以達到效率最佳化。但是還是必須考量保持時間（hold up time）的設定，因此最大電路直流增益（Gain）的選擇就變得較為重要。

　　當最大電路增益（Gain）選定時，整個電路運作必須操作在最大增益之右半邊（如圖15所示），也就是說諧振網(wǎng)路必須操作在電感性區(qū)間。此區(qū)間電流將落后電壓，主要切換晶體（MosFET）呈零電壓切換（ZVS）。若諧振網(wǎng)路進入電容性區(qū)間，電流將超前電壓，主要切換晶體并聯(lián)之反向二極體（body diode）也必須承受較大的逆向回復損失。所以在設計上最小操作頻率必須限制在最大電路增益來防止轉換器進入電容性區(qū)間。

　　實做驗證

　　在此設定一個輸出12V/20A之串聯(lián)諧振轉換器，我們實際比較兩不同操作區(qū)間之效率曲線，如圖16。在fs《f0模式下之輕載效率表現(xiàn)較不理想。

　　比較兩種模式下，雖然圖17（a）操作頻率遠低于圖17（b），但其切換晶體的關斷電流（turn off current）與循環(huán)電流（circulating current）都較大。因此在輕載時效率表現(xiàn)較不理想。

　　比較兩種模式下負載與操作頻率的變化，如圖18，輕載時在fs》f0模式下，控制器已進入突衝模式（burst mode）藉以穩(wěn)定輸出電壓。

　　利用上述之方式將負載固定在輕載條件下調(diào)整輸入電壓，在fs《f0模式下，當輸入電壓調(diào)降時切換頻率隨之下降。但效率并未獲得改善，如下表一。反之在fs》f0模式下，切換頻率一樣會隨輸入電壓降低而降低，且其效率表現(xiàn)可以獲得改善，如表二。但隨著輸入電壓的降低，切換頻率亦會落入fs《f0之操作區(qū)間而使得效率下降。這點在實際應用上須特別留意。

　　因此，在fs》f0模式下，我們可以藉由調(diào)整輸入電壓而達到效率最佳化。如圖18，相較于塬本的效率表現(xiàn)，在輕載狀況下效率約可提升1％。

　　由此實驗結果證明使用輸入電壓調(diào)節(jié)方式，不但可以提升在串連諧振轉換器的輕載及半載效率并可以將切換頻率控制在一定的範圍內(nèi)。

　　結論

　　以桌上型電腦使用之300W電源供應器為例（ATX Power Supplier）。效率認證已越來越普遍。在追求高轉換效率的同時，傳統(tǒng)的線路架構已不敷使用。LLC半橋串聯(lián)諧振轉換器架構進而漸漸被採用。本文所提及之操作方式不僅可以降低升壓級功因校正（Boost PFC）的功率損耗并且可以最佳化串聯(lián)諧振網(wǎng)路以達到輕載（20％）及半載（50％）轉換效率提升的目的。