DCM反激式轉(zhuǎn)換器的設(shè)計特點

DCM 操作的特點是轉(zhuǎn)換器的整流器電流在下一個開關(guān)周期開始之前減小到零。在切換前將電流降至零將降低場效應(yīng)晶體管 (FET) 的耗散并降低整流器損耗，并且通常還會降低變壓器尺寸要求。

相比之下，CCM 操作會在整個開關(guān)周期結(jié)束時保持整流器電流導(dǎo)通。我們在電源技巧 #76：反激式轉(zhuǎn)換器設(shè)計注意事項和電源技巧 #77：設(shè)計 CCM 反激式轉(zhuǎn)換器中介紹了反激式設(shè)計權(quán)衡和功率級方程。CCM 操作最適合中到高功率應(yīng)用，但如果您有一個可以使用 DCM 反激式的低功率應(yīng)用，請繼續(xù)閱讀。

圖 1：這個簡化的反激式轉(zhuǎn)換器可以在 DCM 或 CCM 下運(yùn)行。

圖 1顯示了一個簡化的反激原理圖，它可以在 DCM 或 CCM 模式下運(yùn)行。此外，該電路可以根據(jù)時序在模式之間切換。為了保持本文將評估的 DCM 模式下的操作，關(guān)鍵組件開關(guān)波形應(yīng)具有圖 2所示的特性。

當(dāng) FET Q1 在占空比周期 D 內(nèi)導(dǎo)通時開始工作。 T1 初級繞組中的電流始終從零開始，達(dá)到由初級繞組電感、輸入電壓和導(dǎo)通時間 t1 設(shè)定的峰值。在此 FET 導(dǎo)通期間，由于 T1 的次級繞組極性，二極管 D1 反向偏置，迫使所有輸出電流在時間段 t1 和 t3 期間由輸出電容器 COUT 提供。

當(dāng) Q1 在周期 1-D 期間關(guān)閉時，T1 的次級電壓極性反轉(zhuǎn)，這允許 D1 將電流傳導(dǎo)至負(fù)載并對 COUT 充電。D1 中的電流在時間 t2 期間從其峰值線性下降到零。一旦 T1 存儲的能量耗盡，則在剩余時間段 t3 期間僅發(fā)生剩余振鈴。這種振鈴主要是由于 T1 的磁化電感和 Q1、D1 和 T1 的寄生電容造成的。這在 t3 期間 Q1 的漏極電壓中很容易看出，它從 VIN 加上反射輸出電壓下降回 VIN，因為一旦電流停止，T1 就無法支持電壓。(注意：t3 沒有足夠的死區(qū)時間，可能會發(fā)生 CCM 操作。)CIN 和 COUT 中的電流與 Q1 和 D1 中的電流相同，但沒有直流偏移。

圖 2 中的陰影區(qū)域 A 和 B 突出顯示了變壓器在 t1 和 t2 期間的伏微秒乘積，它們必須保持平衡以防止飽和。區(qū)域“A”代表 (Vin/Nps) × t1 而“B”代表 (Vout + Vd) × t2，均以次級側(cè)為參考。Np/Ns 是變壓器初級與次級匝數(shù)比。

圖 2 DCM 反激式的關(guān)鍵電壓和電流開關(guān)波形包括設(shè)計人員必須指定的幾個關(guān)鍵參數(shù)。

表 1 詳細(xì)說明了 DCM 操作相對于 CCM 的特性。DCM 的一個關(guān)鍵屬性是具有較低的初級電感會降低占空比，而不管變壓器的匝數(shù)比如何。此屬性可讓您限制設(shè)計的最大占空比。如果您嘗試使用特定控制器或保持在特定的開啟或關(guān)閉時間限制內(nèi)，這可能很重要。較低的電感需要較低的平均能量存儲(盡管具有較高的峰值 FET 電流)，通常也會導(dǎo)致允許使用比 CCM 設(shè)計所需的更小的變壓器。

DCM 的另一個優(yōu)點是該設(shè)計消除了標(biāo)準(zhǔn)整流器中的 D1 反向恢復(fù)損耗，因為電流在 t2 結(jié)束時為零。反向恢復(fù)損耗通常表現(xiàn)為 Q1 的耗散增加，因此消除它們會降低開關(guān)晶體管上的應(yīng)力。這樣做的好處在更高的輸出電壓下變得越來越重要，其中整流器的反向恢復(fù)時間隨著額定電壓更高的二極管而增加。

DCM優(yōu)勢DCM的缺點

初級電感低于 CCM更高的峰值初級電流

電感設(shè)置最大占空比更高的峰值整流電流

可以使用更小的變壓器增加輸入電容

無整流器反向恢復(fù)損耗增加輸出電容

沒有(或最小)FET 導(dǎo)通損耗可能會增加電磁干擾

控制回路中沒有右半平面零比 CCM 更寬的占空比操作

低輸出功率的最佳選擇增加的帶寬變化

表 1 DCM 反激式設(shè)計相對于 CCM 設(shè)計既有優(yōu)點也有缺點。

開發(fā)人員在開始設(shè)計時需要了解幾個關(guān)鍵參數(shù)以及基本電氣規(guī)范。首先選擇開關(guān)頻率 (f sw )、所需的最大工作占空比 (D max ) 和估計的目標(biāo)效率。然后等式 1 在時間 t1 上計算為：

接下來，使用公式 2 估算變壓器的峰值初級電流 Ipk。對于公式 2 中的 FET 導(dǎo)通電壓 (Vds_on) 和電流檢測電阻器電壓 (VRS)，假設(shè)適合您的設(shè)計的小電壓降，例如 0.5 V. 您可以稍后更新這些電壓降。

公式 3 根據(jù)圖 2 中的面積 A 和 B 計算所需的變壓器匝數(shù)比 Np/Ns：

其中 x 是 t3 所需的最小空閑時間(從 x = 0.2 開始)。

如果您想更改 Np/Ns，請調(diào)整 D max并再次迭代。

接下來，使用公式 4 和 5 計算 Q1 (Vds_max) 和 D1 (VPIV_max) 的最大“平頂”電壓：

由于這些組件通常會因變壓器漏感而產(chǎn)生振鈴，因此根據(jù)經(jīng)驗，實際值比公式 4 和 5 預(yù)測的值高 10-30%。如果 Vds_max 高于預(yù)期，減少 D max會降低它，但 VPIV_max 會增加。確定哪個組件電壓更關(guān)鍵，并在必要時再次迭代。

使用公式 6 計算 t1_max，它應(yīng)該與公式 1 中的接近：

使用公式 7 計算所需的最大初級電感：

如果您選擇的電感低于公式 7 所指示的電感，請根據(jù)需要進(jìn)行迭代，增加 x 并減少 D max直到 Np/Ns 和 Lpri_max 等于您想要的值。

您現(xiàn)在可以在公式 8 中計算 D max：

并分別使用等式 9 和 10 計算最大 Ipk 及其最大均方根 (RMS) 值：

根據(jù)所選控制器的電流檢測輸入最小電流限制閾值 Vcs(公式 11)，計算允許的最大電流檢測電阻值：

使用公式 9 和 RS 中為 Ipkmax 計算的值來驗證公式 2 中 FET Vds 和檢測電阻器 VRS 的假設(shè)電壓降是否接近;如果顯著不同，則再次迭代。

使用公式 12 和 13 從公式 10 計算 RS 中的最大耗散功率和 Q1 中的傳導(dǎo)損耗：

FET 開關(guān)損耗通常在 Vinmax 處最高，因此最好使用公式 14 計算整個 VIN 范圍內(nèi)的 Q1 開關(guān)損耗：

其中 Qdrv 是 FET 總柵極電荷，Idrv 是預(yù)期的峰值柵極驅(qū)動電流。

公式 15 和 16 計算了 FET 非線性 Coss 電容充電和放電的總功率損耗。公式 15 中的被積函數(shù)應(yīng)與 0 V 與其實際工作 Vds 之間的實際 FET Coss 數(shù)據(jù)表曲線密切匹配。Coss 損耗在高壓應(yīng)用中或使用極低 RDS(on) FET 時通常最大，它們具有較大的 Coss 值。