摘要 1 評估設計要求（指標） 2 主電路方案選擇 3 元器件設計方法 4 各種模式Flyback 電路設計 5 損耗分析及機構布局設計 6 PCB布板和EMI

評估設計指標 ? ? ?

1、輸入參數(shù)：輸入電壓大小，交流還是直流，相數(shù)，頻率等。

國際電壓等級有單相120Vac，220Vac，230Vac等。國際通用的交流電壓范圍為85～265V。一般包括輸入電壓額定值及其變化范圍；

3kW以下功率常選用單相輸入，5kW以上選用三相輸入；

工業(yè)用電頻率一般為50Hz或者60Hz,航空航天電源、船舶用電為400Hz.

有無功率因數(shù)（Power Factor)和諧波（Total Harmonics Distortion)指標

2、輸出參數(shù)：輸出功率，輸出電壓，輸出電流，紋波，穩(wěn)壓(穩(wěn)流)精度，調整率，動態(tài)特性(穩(wěn)定時間：settling time)、電源的啟動時間和保持時間。

輸出電壓：額定值＋調節(jié)范圍。輸出電壓的上限應盡量靠近額定值，以避免不必要的過大的設計余量。

輸出電流：額定值＋過載倍數(shù)。有穩(wěn)流要求的還會指定調節(jié)范圍。有些電源不允許空載，因此還應指定電流下限。

穩(wěn)壓穩(wěn)流精度：影響因素包括輸入電壓調整率，負載調整率，時效偏差?；鶞试淳?、檢測元件精度、控制電路中運放的精度對穩(wěn)壓穩(wěn)流精度影響很大。

3、效率：額定輸入電壓與額定輸出電壓、額定輸出電流時輸出功率與輸入有功功率的比值。

損耗：與開關頻率密切相關的損耗：開關器件的開關損耗，磁性元件的鐵損，吸收電路的損耗。

電路中的通態(tài)損耗：開關器件的通態(tài)損耗，磁性元件的銅損，線路損耗。這部分損耗取決于電流。

其它損耗：控制電路損耗，驅動電路的損耗等一般輸出電壓較高的電源的效率高于輸出電壓較低的電源。高輸出電壓的電源效率可達90％～95％的效率。大功率電路的效率可以比小功率電路的效率做得更高。

4、電壓調整率和負載調整率

電壓（源）調整率：電源調整率通常以額定負載條件下，由輸入電壓變化所造成其輸出電壓偏差率。如下列公式所示：Vo(max)-Vo(min) / Vo(normal)，或者規(guī)定其輸出電壓之偏差量須於規(guī)定之上下限范圍內，即輸出電壓之上下限絕對值以內。

負載調整率：負載調整率的定義為開關電源於輸出負載電流變化時，提供其穩(wěn)定輸出電壓的能力?；蛘咻敵鲐撦d電流變化下，其輸出電壓偏差量不得超過上下限絕對值。

測試方法：待測電源在正常輸入電壓及負載狀況下熱機穩(wěn)定後，測量正常負載下的輸出電壓值，再分別測量輕載(Min)、重載(Max)負載下其輸出電壓值(分別為Vmax與Vmin)，負載調整率通常以正常固定輸入電壓下，由負載電流變化所造成其輸出電壓偏差率的百分比，如下列公式所示：V0(max)-V0(min) / V0(normal) ?

5、動態(tài)特性：負載突變時輸出電壓的變化

開關電源通過反饋控制回路保證其輸出電壓穩(wěn)定，實際上反饋控制回路有一定的頻寬，因此限制了電源供應器對負載電流變化時的反應，可能引起開關電源不穩(wěn)定、失控或振蕩之現(xiàn)象。實際上，電源供應器工作時的負載電流也是動態(tài)變化的，因此動態(tài)負載測試對電源供應器而言是極為重要的。

可編程序電子負載可用來模擬電源供應器實際工作時最惡劣的負載情況，如負載電流迅速上升、下降之斜率、周期等，若電源供應器在惡劣負載狀況下，仍能夠維持穩(wěn)定的輸出電壓不產生過沖(Overshoot)或過低(Undershoot)情形，否則會導致電源輸出電壓超過負載元件(如TTL電路其輸出瞬時電壓應介於4.75V至5.25V之間，才不致引起TTL邏輯電路之誤動作)工作范圍。

6、電源啟動時間(Set-Up Time)與保持時間(Hold-Up Time)

啟動時間：指電源從輸入接上電源起到其輸出電壓上升到穩(wěn)壓范圍內為止的時間，以一輸出為5V的電源供應器為例，啟動時間為從電源開機起到輸出電壓達到4.75V為止的時間。

保持時間：電源從切斷輸入電源起到其輸出電壓下降到穩(wěn)壓范圍外為止的時間，以一輸出為5V的電源供應器為例，保持時間為從關機起到輸出電壓低於4.75V為止的時間，一般值為10－20ms，以避免電力公司供電中由于短時電壓中斷（半個或一個電網電壓周期）時負載工作受到影響。

7、多路輸出電源的交叉調整率：

多輸出還需要考慮交叉調整率（Cross Regulation）。

什么是交叉調整率？

一路輸出負載變化時，另一路輸出電壓的變化范圍。

提高交叉調整率的常規(guī)辦法：后級調整

如：小功率多路輸出Flyback

輸入電壓范圍..............90～264VAC， 120-370VDC 輸入電流..................2.0A/115V 1.1A/230V，輸入頻率：47～63HZ 沖擊電流..................冷啟動電流20A/115V 40A/230V 漏電流....................< 2mA/240VAC 輸出電壓調節(jié)范圍..........CH1 ：-5～+10% 電壓調整率................CH1：< 1% ， CH2：< 1% 負載調整率................CH1：< 3% ，CH2/3：< 4-8% 過載保護..................105%～150% 保護類型：電流限制，自動恢復 過壓保護..................115-135%CH1額定輸出電壓 溫度系數(shù)..................±0.03%℃(0～50℃) 啟動、上升、保持時間......800ms,60ms,20ms 抗震性....................10～500Hz,2G 三軸10min./1周期,每軸1小時 耐壓性....................輸入-輸出：3KVAC，輸入-外殼：1.5KVAC， 輸出-外殼：0.5KVAC 1分鐘 絕緣電阻...............輸入-輸出、輸入-地、輸出-地500VDC/100M Ohms 工作溫度、濕度............-10℃～+60℃，20%～90%RH(0-45℃/100%,-10℃/80%,60℃/60% LOAD） 存儲溫度、濕度............-20℃～+85℃,10%～95RH 外形尺寸..................199*99*50mm CASE 916A 重量......................0.6kg；20pcs/13kg/1.17CUFT 安全標準..................滿足UL1310,TUV EN60950要求 EMC/諧波標準............... 滿足 EN55022 class B/A,EN61000-3-2,3? EN61000-4-2,3,4,5,6,8,11,ENV50204

二、選擇合適主電路拓撲(AC-DC) ? ? ?

基本原則：功率等級，成本，效率，尺寸大小

功率在75瓦以下時，一般不對輸入側諧波進行限制。因此選用電路簡單、成本低廉的反激式電路。日本限制50W以下。照明要求更高，25W。

電路功率在75瓦以上一般電源要求滿足諧波IEC61000-3-2。一般要求有功率因數(shù)校正，因此大多采用兩級的方案。Boost PFC+Flyback; <100W、Boost PFC+half bridge 100W< <500W

當更大功率（500瓦以上），可采用半橋或者全橋。成本要求嚴，就選擇半橋，功率大則選擇全橋。推挽型電路通常用于功率較大，輸入電壓很低的場合。

一般功率小于20W時，由于電源的損耗以磁元件，開關，和驅動損耗為主，通態(tài)損耗比重?。娏餍。虼诉x擇電路拓撲簡單的方案。如DCM Flyback。

當電源的損耗以通態(tài)損耗為主時（大功率，或者低壓大電流），需要考慮能夠降低通態(tài)損耗的方案。比如：同步整流，多級轉換，并聯(lián)，混合拓撲等。

三、元器件設計 ? ? ?

例：Flyback主電路中哪些元器件需要我們設計?

① 計算電路工作參數(shù)。輸入、輸出電壓 ② 運行參數(shù)。開關頻率、最大占空比 ③ 變壓器。 ④ 開關管－電壓，電流 ⑤ 副邊二極管－電壓、電流 ⑥ 輸出濾波電容 ⑦ 吸收電路

設計步驟

（一）、確定輸入直流母線的電壓變化范圍：

1）隨輸入變化范圍

2）每個工頻周期內電壓變化

（二）、設計開關頻率fs，最大占空比Dmax＝0.45

? 按照要求設定開關頻率 ? 根據(jù)輸入功率，并假定最低電壓最大占空比，剛好臨界連續(xù)，然后確定電感峰值電流 Pinmax＝Pomax/efficiency Iavgmax=Pinmax/VDCmin Ipeak=2*Iavgmax/D

（三）、設計反激變壓器

– 根據(jù)最大峰值電流，確定原邊電感量

Pinmax＝0.5*Lm*Ipeak2*fs

– 根據(jù)經驗，選定磁芯尺寸，計算原邊匝數(shù)。

Np＝（Lm*Ipeak)/(Ae*Bmax)

Ae是磁芯截面積；Bmax是設計的最大磁通密度。

– 根據(jù)電感量和匝數(shù)，設計氣隙。

– 根據(jù)原邊開關管的額定電壓選擇合適的匝比。為了獲得較好的副邊交叉調整率，有時候需要調整變壓器原邊的匝數(shù)。

例：副邊Vo1：Vo2＝5：3

初步計算得到：Ns1＝3，Ns2＝1.8；如果Ns2取2匝，則調整率可能比較差。于是，修改副邊匝數(shù)，Ns1=5，Ns2＝3。

(四）、開關管選擇：功率MOSFET

開關管電壓應力：

例：原邊選擇650V的MOSFET，則原邊的開關管的電壓應力不應超過600V。

于是計算最大應力：Vpmax=VDCmax＋（Vo＋Vdrop）*Np/Ns+60V

開關管電流應力：

計算變壓器原邊的最大電流

一般情況下：Vo*Np/Ns<140V；

考慮，原邊開關管的應力，副邊二極管的電壓應力，最大占空比三者折衷。

（五）、副邊二極管的選擇：

– 快恢復二極管

– 計算二極管的耐壓

VD＝(Vdcmax*Ns/Np+Vo)*1.3

（六）、輸出濾波電容的選擇：

根據(jù)電流/電壓應力，紋波要求，選擇電解電容。

（七）、RCD 吸收電路

考慮問題點：

1）吸收效果

2）損耗盡可能小

吸收效果與損耗之間折衷！

不僅對FLYback，所有存在R的吸收電路都同樣的設計原則。

損耗估算方法：

1）Psnuber=Vc2/R

MOSFET關斷時,當Vds超過RCD緩沖電路中的電容兩端的電壓VSN時,緩沖二極管導通.尖峰電流被RCD電路吸收,從而削減了尖峰電流. 緩沖電容一定要足夠大,才能保證在一個開關周期內電容兩端的電壓沒有顯著變化.但是吸收電容太大，也會增加緩沖電路的損耗。必須折中。

吸收電路消耗的電能可由下式計算得。則取電阻為3W的功率電阻，其阻值和電容值可由軟件計算得，如下圖

四、其他模式flyback設計 ? ? ?

CCM/DCM Flyback設計

在功率較大時，如65W。為了降低低壓

輸入時的導通損耗，使低壓輸入時進入CCM模式。高壓輸入時，DCM模式。

設計步驟與DCM模式相同，設計公式不同。

– 計算原邊電感值公式不同

– 計算匝比公式不同

– 計算開關管電壓、電流應力不同

– 計算二極管電壓、電流應力不同

– 計算輸出紋波不同

Boundary CM Flyback

在母線電壓的變動范圍內，都是臨界模式。（變頻）與DCM設計步驟和方法模式一樣。

BCM/DCM優(yōu)點：

1）原邊開關管的開通損耗小。

2）副邊二極管的反向恢復電流小。

3）反向恢復引起的共模噪聲小

4) 二極管的電壓應力小，宜選用低壓器件。

BCM模式的缺點：

1）原邊開關管的導通損耗大。

2）頻率變化，差模濾波器需要按照最低頻率設計。共模濾波器要按照較高頻率設計。

兩個條件使上面的缺點不再重要：

1）MOSFET器件的改進，Rdson越來越小。使原邊的導通損耗占的總損耗的比重減小。

2）BCM使副邊的二極管的反向恢復引起的共模減小。

五、熱設計 ? ? ?

開關管一般要加散熱器，散熱器和開關管之間要加絕緣墊片和涂上散熱硅膠。

在大功率的開關電源設計中，一般還要安裝風扇采用強迫風冷。

六、布線設計及EMI ? ? ?

各元器件的引腳特別是電容的引腳要盡量短，否則電容對高頻的吸收效果差；

大電流流過的互連線要粗要短；

盡量不要形成大的環(huán)路，否則干擾太大，影響調試。

控制電路的布線與功率電路的布線要分開。

控制芯片和變壓器都要安裝座子，以方便拆卸。布線時充分考慮散熱以及方便測試，整潔，各功能模塊清楚。

編輯：黃飛

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