摘要：許多工程師會在設(shè)計(jì)中遇到一些很微妙的問題：ADC的規(guī)格常常低于系統(tǒng)要求的指標(biāo)。本文介紹了如何根據(jù)系統(tǒng)需求合理選擇ADC，列舉了ADC測量中可能遇到的各種誤差源。

采用12位分辨率的模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）未必意味著你的系統(tǒng)將具有12位的精度。很多時候，令工程師們吃驚和不解的是：數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)所表現(xiàn)出的性能往往遠(yuǎn)低于期望值。如果這個問題直到樣機(jī)運(yùn)行時才被發(fā)現(xiàn)，只好慌慌張張地改用更高性能的ADC，大量的時間被花費(fèi)在重新更改設(shè)計(jì)上，同時，試投產(chǎn)的日程在迅速臨近。問題出在哪里？ 最初的分析中有那些因素發(fā)生了改變？ 對于ADC的性能指標(biāo)有一個深入的了解，將有助于發(fā)現(xiàn)一些經(jīng)常導(dǎo)致性能指標(biāo)不盡人意的細(xì)節(jié)所在。對于ADC指標(biāo)的理解還有助于為你的設(shè)計(jì)選擇正確的ADC。

我們從建立整個系統(tǒng)的性能需求入手，系統(tǒng)中的每個元器件都有相應(yīng)的誤差，我們的目標(biāo)是將整體誤差限定在一定的范圍內(nèi)。ADC是信號通道的關(guān)鍵部件，必須謹(jǐn)慎選擇適當(dāng)?shù)钠骷?。在我們開始評估整體性能之前，假設(shè)ADC的轉(zhuǎn)換效率、接口、供電電源、功耗、輸入范圍以及通道數(shù)均滿足系統(tǒng)要求。ADC的精度與幾項(xiàng)關(guān)鍵規(guī)格有關(guān)，其中包括：積分非線性（INL）、失調(diào)和增益誤差、電壓基準(zhǔn)的精度、溫度效應(yīng)、交流特性等。最好從直流特性入手評估ADC的性能，因?yàn)锳DC的交流參數(shù)測試存在多種非標(biāo)準(zhǔn)方法，基于直流特性比較容易對兩個IC進(jìn)行比較。直流特性通常比交流特性更能反映器件的問題。

系統(tǒng)要求

確定系統(tǒng)整體誤差的常見方法有兩種：均方根和（RSS）、最差工作條件下的測試。采用RSS時，對每項(xiàng)誤差取平均，然后求和并計(jì)算開方值。RSS誤差由下式計(jì)算：

其中EN代表某個特定電路元件或參數(shù)的誤差項(xiàng)。當(dāng)所有誤差不相干時這種方法最準(zhǔn)確（實(shí)際情況可能如此，也可能不同）。利用最差條件分析法，所有誤差項(xiàng)相加。這種方法能夠確保誤差植不會超出規(guī)定范圍，它給出了最差條件下的誤差限制，實(shí)際誤差始終小于該值（通常會低出若干倍）。

多數(shù)情況下，測量誤差介于兩種方法測試數(shù)值之間，更接近于RSS法提供的數(shù)值?？梢愿鶕?jù)誤差預(yù)算選擇使用典型誤差和最差工作條件下的誤差。具體選擇時取決于許多因素，包括：測量值的標(biāo)準(zhǔn)方差、特定參數(shù)的重要性、誤差之間的相互影響程度等。由此可見，很難找到簡捷的、必需遵循的規(guī)則。在我們的分析中，我們選擇最差條件測試法。

在本例中，假定我們需要0.1%或者說10位的精度（1/210），這樣，只有選擇一個具有更高分辨率的轉(zhuǎn)換器才有意義。如果是一個12位的轉(zhuǎn)換器，我們可能會想當(dāng)然地以為精度已足夠高；但是在沒有仔細(xì)檢查其規(guī)格書之前，我們并沒有把握得到12位的性能（實(shí)際情況可能更好或更糟）。舉例來說，一個具有4LSB積分非線性誤差的12位ADC，最多只能提供10位的精度（假設(shè)失調(diào)和增益誤差已得到修正）。一個具有0.5LSB INL的器件則可提供0.0122%的誤差或13位的精度（消除了增益及失調(diào)誤差以后）。要計(jì)算最佳精度，可用最大INL誤差除以2N，其中N是轉(zhuǎn)換器位數(shù)。在我們的舉例中，若采用0.075%誤差（或11位）的ADC，則留給其余電路的誤差余量只有0.025%，這其中包括傳感器、前端信號調(diào)理電路（運(yùn)放、多路復(fù)用器等等），或許還有數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）、PWM信號或信號通路上的其它模擬電路。

我們假設(shè)整體系統(tǒng)的總計(jì)誤差預(yù)算基于信號通道各個電路元件的誤差項(xiàng)目總和，另外我們還假設(shè)，將要測量的是一個緩慢變化的直流、雙極性輸入信號，具有1kHz的帶寬，工作溫度范圍為0°C到70°C，并在0°C至50°C范圍內(nèi)保證性能。

直流性能

微分非線性

雖說不被作為一項(xiàng)關(guān)鍵性的ADC參數(shù)，微分非線性（DNL）誤差還是進(jìn)入我們視野的第一項(xiàng)指標(biāo)。DNL揭示了一個輸出碼與其相鄰碼之間的間隔。這個間隔通過測量輸入電壓的幅度變化，然后轉(zhuǎn)換為以LSB為單位后得到（圖1）。值得注意的是INL是DNL的積分，這就是為什么DNL沒有被我們看作關(guān)鍵參數(shù)的原因所在。一個性能優(yōu)良的ADC常常聲稱“無丟碼”。這就是說當(dāng)輸入電壓掃過輸入范圍時，所有輸出碼組合都會依次出現(xiàn)在轉(zhuǎn)換器輸出端。當(dāng)DNL誤差小于±1LSB時就能夠保證沒有丟碼（圖1a）。圖1b、圖1c和圖1d分別顯示了三種DNL誤差值。DNL為-0.5LSB時（圖1b），器件保證沒有丟碼。若該誤差值等于-1LSB （圖1c），器件就不能保證沒有丟碼，值得注意的是10碼丟失。然而，當(dāng)最大DNL誤差值為±1時，大多數(shù)ADC都會特別聲明是否有丟碼。由于制造時的測試界限實(shí)際上要比規(guī)格書中所規(guī)定的更為嚴(yán)格，因此這種情況下通常都能夠保證沒有丟碼。對于一個大于-1LSB （圖1d中為-1.5LSB）的DNL，器件就會有丟碼。

圖1a. DNL誤差：沒有丟碼。

圖1b. DNL誤差：沒有丟碼。

圖1c. DNL誤差：丟失10碼。

圖1d. DNL誤差：AIN*數(shù)字輸入是三種可能數(shù)值之一，掃描到輸入電壓時，10碼將會丟失。

隨著DNL誤差值的偏移（也就是說-1LSB，+2LSB），ADC轉(zhuǎn)換函數(shù)會發(fā)生變化。偏移了的DNL值理論上仍然可以沒有丟碼。關(guān)鍵是要以-1LSB作為底限。值得注意的是DNL在一個方向上進(jìn)行測量，通常是沿著轉(zhuǎn)換函數(shù)向上走。將造成碼［N］跳變所需的輸入電壓值和碼［N+1］時相比較。如果相差為1LSB，DNL誤差就為零。如果大于1LSB，則DNL誤差為正值；如果小于1LSB，DNL誤差則為負(fù)值。

有丟碼并非一定是壞事。如果你只需要13位分辨率，同時你有兩種選擇，一個是DNL指標(biāo)≤ ±4LSB的16位ADC （相當(dāng)于無丟碼的14位），價格為5美元，另一個是DNL ≤ ±1LSB的16位ADC，價格為15美元，這時候，購買一個低等級的ADC將大幅度地節(jié)省你的元件成本，同時又滿足了你的系統(tǒng)要求。

積分非線性

積分非線性（INL）定義為DNL誤差的積分，因此較好的INL指標(biāo)意味著較好的DNL。INL誤差告訴設(shè)計(jì)者轉(zhuǎn)換器測量結(jié)果距離理想轉(zhuǎn)換函數(shù)值有多遠(yuǎn)。繼續(xù)我們的舉例，對于一個12位系統(tǒng)來講，±2LSB的INL誤差相當(dāng)于2/4096或0.05%的最大非線性誤差（這已占去ADC誤差預(yù)算的2/3）。因此，有必要選用一個1LSB （或更好）的器件。對于±1LSB的INL誤差，等效精度為0.0244%，占ADC誤差預(yù)算的32.5%。對于0.5LSB的指標(biāo)，精度為0.012%，僅占ADC誤差預(yù)算的16% （0.0125%/0.075%）。需要注意的是，無論是INL或DNL帶來的誤差，都不太容易校準(zhǔn)或修正。

失調(diào)和增益誤差

失調(diào)和增益誤差很容易利用微控制器（μC）或數(shù)字信號處理器（DSP）修正過來。就失調(diào)誤差來講，如果轉(zhuǎn)換器允許雙極性輸入信號的話，操作將非常簡單。對于雙極性系統(tǒng)，失調(diào)誤差只是平移了轉(zhuǎn)換函數(shù)，但沒有減少可用編碼的數(shù)量（圖2）。有兩套方法可以使雙極性誤差歸零。其一，你可以將轉(zhuǎn)換函數(shù)的x或y軸平移，使負(fù)滿度點(diǎn)與單極性系統(tǒng)的零點(diǎn)相對準(zhǔn)（圖3a）。利用這種方法，可以簡單地消除失調(diào)誤差，然后，通過圍繞“新”零點(diǎn)旋轉(zhuǎn)轉(zhuǎn)換函數(shù)可以對增益誤差進(jìn)行調(diào)節(jié)。第二種技術(shù)采用了一種迭代法。首先給ADC輸入施加一個0V電壓并執(zhí)行一次轉(zhuǎn)換；轉(zhuǎn)換結(jié)果反映了雙極性零點(diǎn)失調(diào)誤差。然后，通過圍繞負(fù)滿度點(diǎn)旋轉(zhuǎn)轉(zhuǎn)換曲線實(shí)現(xiàn)增益調(diào)節(jié)（圖3b）。注意此時轉(zhuǎn)換函數(shù)已繞A點(diǎn)轉(zhuǎn)過一定角度，使零點(diǎn)偏離了期望的轉(zhuǎn)換函數(shù)。因此還需要進(jìn)一步的失調(diào)誤差校正。

圖2. 雙極性系統(tǒng)的失調(diào)誤差

圖3a和3b. 校正雙極性失調(diào)誤差（注意：階梯狀轉(zhuǎn)換函數(shù)已被一條直線取代，因?yàn)樵搱D中包含所有碼，而臺階已經(jīng)小得無法分辨，看上去成為一條直線）。

圖3a和3b. 校正雙極性失調(diào)誤差（注意：階梯狀轉(zhuǎn)換函數(shù)已被一條直線取代，因?yàn)樵搱D中包含所有碼，而臺階已經(jīng)小得無法分辨，看上去成為一條直線）。

圖3a和3b. 校正雙極性失調(diào)誤差（注意：階梯狀轉(zhuǎn)換函數(shù)已被一條直線取代，因?yàn)樵搱D中包含所有碼，而臺階已經(jīng)小得無法分辨，看上去成為一條直線）。

單極性系統(tǒng)還要復(fù)雜一些。如果失調(diào)為正值，可采用和雙極性系統(tǒng)相似的處理方法。不同之處在于你將失去一部分ADC量程（見圖4）。如果失調(diào)為負(fù)值，你將無法簡單地通過一次轉(zhuǎn)換測得失調(diào)誤差。因?yàn)樵诹泓c(diǎn)以下，轉(zhuǎn)換器只能顯示出零。這樣，對于一個負(fù)失調(diào)誤差的轉(zhuǎn)換器，你必須緩慢地增加輸入電壓，以確定在什么地方ADC結(jié)果出現(xiàn)首次跳變。同樣，你將失去一部分ADC量程。

圖4. 單極性系統(tǒng)中的失調(diào)誤差

回到我們的舉例，兩種情況中的失調(diào)誤差可按下述方法獲得：

2.5V基準(zhǔn)時+8mV的失調(diào)誤差相當(dāng)于12位ADC具有13LSB的誤差（8mV/［2.5V/4096］）。雖然分辨率仍是12位，但是你必須從每次轉(zhuǎn)換結(jié)果中扣除13個碼以補(bǔ)償失調(diào)誤差。值得注意的是，實(shí)際上這時的可測量滿量程值就變?yōu)榱?.5V（4083/4096） = 2.492V。此范圍以上的任何值都會使ADC溢出。因此，ADC的動態(tài)范圍或者說輸入范圍減小了。這個問題在較高分辨率的ADC中尤為顯著；在16位系統(tǒng)中，8mV對應(yīng)于210LSB （VREF = 2.5V）。

如果失調(diào)為-8mV （假設(shè)為單極性輸入），接近于零的小信號輸入將不會引起任何輸出變化，一直到模擬輸入增加到+8mV 。這同樣造成了ADC動態(tài)范圍的減小。

增益誤差定義為滿量程誤差減去失調(diào)誤差（圖5）。滿量程誤差在轉(zhuǎn)換函數(shù)曲線上最后一次ADC跳變處進(jìn)行測量，并和理想ADC的轉(zhuǎn)換函數(shù)相比較。增益誤差可通過軟件用一個簡單的線性函數(shù)y = （m1/m2）（x）進(jìn)行簡單的校正，其中的m1是理想轉(zhuǎn)換函數(shù)的斜率，m2是實(shí)際測得的轉(zhuǎn)換函數(shù)的斜率（圖5）。

圖5. 失調(diào)、增益和滿量程誤差

增益誤差指標(biāo)中可能包含或不含ADC參考電壓對于誤差的貢獻(xiàn)。在電氣規(guī)范中，檢查一下增益誤差的測試條件，并決定采用內(nèi)部或外部基準(zhǔn)工作是非常重要的。一般情況下，當(dāng)采用片內(nèi)基準(zhǔn)時增益誤差會比較大。如果增益誤差為零，在對滿量程模擬輸入作轉(zhuǎn)換時轉(zhuǎn)換結(jié)果應(yīng)為全1 （對于本例的12位系統(tǒng)則為3FFh） （見圖6） 。由于我們的轉(zhuǎn)換器不理想，全1轉(zhuǎn)換結(jié)果可能會在施加的輸入電壓大于滿量程（負(fù)增益誤差）或小于滿量程（正增益誤差）時出現(xiàn)。有兩種辦法可以調(diào)整增益誤差，其一是調(diào)節(jié)參考電壓，以便在某特定參考電壓下得到滿量程輸出，或者在軟件中采用一個線性校正曲線改變ADC轉(zhuǎn)換函數(shù)的斜率（一階線性方程或查表法）。

圖6. 增益誤差降低了動態(tài)范圍

和失調(diào)誤差一樣，增益誤差也會降低動態(tài)范圍。舉例來說，如果滿量程輸入電壓時轉(zhuǎn)換得到的數(shù)碼輸出為4050而非理想的4096 （12位轉(zhuǎn)換器），也就是所謂的負(fù)增益誤差，在這種情況下，高端的46個碼將無法利用。類似地，如果滿量程數(shù)碼4096出現(xiàn)在輸入電壓低于滿量程時，ADC的動態(tài)范圍同樣被降低了（見圖6）。值得注意的是對于正的滿量程誤差，你無法在轉(zhuǎn)換結(jié)果變?yōu)槿?的點(diǎn)之外對轉(zhuǎn)換器進(jìn)行校準(zhǔn)。

對付失調(diào)和增益誤差最簡單的辦法就是找一個誤差值足夠低的ADC，這樣你就不必再考慮校正了。找到一個失調(diào)和增益誤差小于4LSB的12位ADC并不困難。

其它誤差源

碼沿噪聲

碼沿噪聲是在轉(zhuǎn)換函數(shù)中恰好發(fā)生編碼跳變時出現(xiàn)的噪聲。通常在規(guī)格書中對該項(xiàng)特性不作規(guī)定。甚至對于較高分辨率的轉(zhuǎn)換器（16位以上），由于更小的LSB間隔，碼沿噪聲更為顯著，通常都對這項(xiàng)性能未作規(guī)定。很多時候，碼沿噪聲能有幾個LSB。轉(zhuǎn)換恰好位于代碼邊緣的模擬輸入時，代碼會在LSB位發(fā)生跳動。如果出現(xiàn)明顯的碼沿噪聲，就應(yīng)該對采樣進(jìn)行平均，這樣可以有效地從轉(zhuǎn)換結(jié)果中去除這種噪聲。需要對多少個采樣取平均？ 如果碼沿噪聲為2/3LSB RMS，這接近于4LSB P-P。那么要將噪聲降低到1LSB，則需要對16次采樣取平均（性能的改進(jìn)正比于采樣數(shù)的均方根）。

基準(zhǔn)

采用內(nèi)部或外部基準(zhǔn)的ADC的一個最大潛在誤差源是參考電壓。很多情況下，內(nèi)置于芯片內(nèi)部的基準(zhǔn)通常都沒有足夠嚴(yán)格的規(guī)格。為了理解基準(zhǔn)所帶來的誤差源，有必要特別關(guān)注一下三項(xiàng)指標(biāo)：溫漂，電壓噪聲，和負(fù)載調(diào)整。

溫漂

溫漂是規(guī)格書中最容易被忽視的一項(xiàng)指標(biāo)。下面的舉例可以說明溫度漂移是如何影響ADC性能的（圖7）。對于一個12位轉(zhuǎn)換器，要在整個擴(kuò)展級溫度范圍（-40°C至+85°C）內(nèi)保持精度，最大允許的溫漂為4ppm/°C。不幸的是，沒有任何一個ADC包含有這樣高性能的片內(nèi)基準(zhǔn)。如果我們放松要求，將溫度范圍限制于10°C以內(nèi)，那么12位ADC的參考電壓最多允許25ppm/°C的溫度漂移，這對于片內(nèi)基準(zhǔn)來講仍然是相當(dāng)嚴(yán)格的要求。即便進(jìn)行多次樣機(jī)測試也不能發(fā)現(xiàn)這種誤差的嚴(yán)重性，因?yàn)樗捎玫脑ǔ６紒碜杂谕慌巍＿@樣，測試結(jié)果不能反映規(guī)格書中的極端情況，這主要是由于制造工藝的變化而導(dǎo)致。

圖7. 電壓基準(zhǔn)溫漂要求和ADC分辨率的關(guān)系

對有些系統(tǒng)來講，參考電壓的精度不是一個大問題，因?yàn)闇囟缺槐３钟诤愣?，避免了溫度漂移問題。還有一些系統(tǒng)采用一種比例測量方式，用同一個信號激勵傳感器和作為參考電壓，可以消除基準(zhǔn)引起的誤差（圖8）。因?yàn)榧钤春突鶞?zhǔn)同時漂移，漂移誤差相互抵消。

圖8. 比例式ADC轉(zhuǎn)換

在其它系統(tǒng)中，采用補(bǔ)償手段消除基準(zhǔn)漂移通常也很有效。另外也有一些系統(tǒng)并不關(guān)注絕對精度，而注重于相對精度。這樣的系統(tǒng)允許基準(zhǔn)隨著時間緩慢漂移，同時又能夠提供期望的精度。

電壓噪聲

另外一個重要指標(biāo)是電壓噪聲。它通常規(guī)定為RMS值或峰–峰值。要估計(jì)它對于性能的影響，需要將RMS值轉(zhuǎn)換為峰–峰值。如果一個2.5V基準(zhǔn)在輸出端具有500μV的峰–峰電壓噪聲（或83μV RMS），該噪聲會帶來0.02%的誤差，或?qū)⑾到y(tǒng)性能限制于僅12位，而且這還沒考慮任何其它的轉(zhuǎn)換器誤差。理想情況下，基準(zhǔn)的噪聲應(yīng)該遠(yuǎn)低于一個LSB ，這樣才不至于限制ADC的性能發(fā)揮。帶有片內(nèi)基準(zhǔn)的ADC通常都不規(guī)定電壓噪聲，這樣就將確定誤差的任務(wù)留給了用戶。如果你的設(shè)計(jì)沒有達(dá)到預(yù)期性能，而你又正在使用內(nèi)置基準(zhǔn)，可嘗試采用一個高性能的外部基準(zhǔn)，這樣你就可以確定造成性能下降的真正元兇是否是內(nèi)部基準(zhǔn)。

負(fù)載調(diào)整

最后一項(xiàng)指標(biāo)是基準(zhǔn)的負(fù)載調(diào)整。用于ADC的電壓基準(zhǔn)通常具有足夠的電流可用于驅(qū)動其它器件，因此有時也被其它IC使用。其它元件的吸取電流會影響到電壓基準(zhǔn)，也就是說隨著吸取電流的增大，參考電壓會跌落。如果使用基準(zhǔn)的器件被間歇性地打開和關(guān)閉，將會導(dǎo)致參考電壓隨之上升或下降。如果一個2.5V基準(zhǔn)的負(fù)載調(diào)整率指標(biāo)為0.55μV/μA，那就意味著當(dāng)有另外一個器件吸取800μA電流時，參考電壓將會改變多達(dá)440μV，這將帶來0.0176%的誤差（440μV/2.5V），或占去現(xiàn)有誤差余量的幾乎20%。

其它溫度效應(yīng)

接下來繼續(xù)討論溫度相關(guān)的問題，另外還有兩項(xiàng)指標(biāo)通常很少有人關(guān)注，那就是失調(diào)漂移和增益漂移。這兩項(xiàng)指標(biāo)一般只給出典型數(shù)值，用戶只能自己判斷它是否足以滿足系統(tǒng)要求。失調(diào)和增益的漂移可采用多種不同方法加以補(bǔ)償。一個辦法是仔細(xì)測出失調(diào)和增益漂移的完整數(shù)據(jù)，并在存儲器中建立一個表格，然后隨著溫度的變化調(diào)節(jié)測量值。然而，這是一項(xiàng)繁重的任務(wù)，因?yàn)槊總€ADC必須單獨(dú)補(bǔ)償，而且補(bǔ)償工序非常費(fèi)時。第二個辦法是只在溫度發(fā)生顯著變化時才執(zhí)行校準(zhǔn)。

對于那些只作一次性溫度校準(zhǔn)的系統(tǒng)，需要重點(diǎn)留意一下漂移指標(biāo)。如果已校準(zhǔn)了初始失調(diào)但溫度又發(fā)生了改變，因漂移的關(guān)系又會引入新的誤差，這使校準(zhǔn)的效果被減弱。例如，假設(shè)在溫度X下進(jìn)行了一次轉(zhuǎn)換。隨后的某個時間，溫度變化了10°C，又作了完全相同的另一次測量。兩次讀取的轉(zhuǎn)換結(jié)果會有差異，這會使用戶對系統(tǒng)的可重復(fù)性也就是可靠性產(chǎn)生懷疑。

有很多原因促使制造商沒有給出最大界限。其中之一便是成本的增加。漂移測試需要特殊的平臺，并且還要在測試流程中增加額外的工序（這將導(dǎo)致額外的制造成本），以確保所有器件不超出最大漂移界限。

增益漂移的問題更多，尤其是對于那些采用內(nèi)部基準(zhǔn)的器件。這時候，基準(zhǔn)的漂移可以一并包含于增益漂移參數(shù)中。當(dāng)采用外部基準(zhǔn)時，IC的增益漂移一般比較小，比如0.8ppm/°C。這樣，±10°C的溫度變化將會造成±8ppm的漂移。舉例來講，12位性能等價于244ppm （1/4096 = 0.0244% = 244ppm）。因此，±8ppm的漂移所造成的誤差遠(yuǎn)低于12位系統(tǒng)中的一個LSB。

交流特性

有些ADC只在輸入信號接近于直流時能很好地工作。另外一些則能很好地處理從直流到Nyquist特頻率的信號。僅有DNL和INL符合系統(tǒng)要求并不能說明轉(zhuǎn)換器能夠同樣合格地處理交流信號。DNL和INL是在直流測試的。要掌握其交流性能就必須了解交流指標(biāo)。在產(chǎn)品規(guī)格書中有電氣參數(shù)表和典型工作特性，從中你可以找到有關(guān)交流性能的線索。需要考察的關(guān)鍵指標(biāo)有信號–噪聲比（SNR），信號–噪聲加失真比（SINAD），總諧波失真（THD），以及無雜散動態(tài)范圍（SFDR）。首先我們來看一看SINAD或SNR。SINAD定義為輸入正弦波信號的RMS值與轉(zhuǎn)換器噪聲的RMS值（從直流到Nyquist特頻率，包括諧波［總諧波波失真］成分）。諧波發(fā)生于輸入頻率的倍數(shù)位（圖9）。SNR類似于SINAD，只是它不包含諧波成分。因此，SNR總是好于SINAD。SINAD和SNR一般以dB為單位。

其中N是轉(zhuǎn)換器的位數(shù)。對于理想的12位轉(zhuǎn)換器，SINAD為74dB。這個方程可重寫為N的表達(dá)式，新的表達(dá)式揭示了能夠獲得的信息的位數(shù)與RMS噪聲的函數(shù)關(guān)系：

這個方程就是等效位數(shù)的定義，即ENOB。

圖9. FFT圖顯示出ADC的交流性能

值得注意的是SINAD和輸入頻率有關(guān)。隨著頻率向Nyquist上限逼近，SINAD逐漸下降。如果規(guī)格書中的指標(biāo)是在相對于Nyquist頻率較低的頻率下測得，在接近Nyquist頻率時性能有可能變得很差。在規(guī)格書中的典型工作特性中可以找到ENOB曲線，可以觀察到隨著頻率的增加ENOB下降，主要是由于隨著輸入頻率的增加THD逐漸變差。例如，如果在感興趣的頻率SINAD的最小值為68dB，那么你可獲得的ENOB值為11。也就是說，由于轉(zhuǎn)換器的噪聲和失真，你丟失了1位信息。這也意味著你的12位轉(zhuǎn)換器最多只能達(dá)到0.05%的精度。記住INL是一項(xiàng)直流指標(biāo)；ENOB是一項(xiàng)有關(guān)轉(zhuǎn)換器對于交流信號的非線性性能指標(biāo)。

SNR是不考慮失真成分的信號–噪聲比。SNR反映了轉(zhuǎn)換器的噪聲背景。隨著輸入頻率的增加SNR可能會急劇下降，這說明該轉(zhuǎn)換器不是為該頻率的應(yīng)用而設(shè)計(jì)。改善SNR的一個辦法是過采樣，這種方法提供了一定的處理增益。過采樣以遠(yuǎn)高于信號頻率的速度進(jìn)行采樣，以此來降低轉(zhuǎn)換器的噪聲背景。這種方法將噪聲譜擴(kuò)展到更寬的頻域內(nèi)，這樣就有效降低了一定頻段內(nèi)的噪聲。兩倍率的過采樣可將噪聲背景降低3dB。

SFDR定義為FFT圖中，頻域內(nèi)輸入正弦波的RMS值與最高的雜散信號的RMS值之比，一般以dB為單位。對于某些要求ADC動態(tài)范圍盡可能大的通信應(yīng)用，SFDR尤為重要。雜散信號妨礙了ADC對于小輸入信號的轉(zhuǎn)換，因?yàn)槭д嫘盘柨赡軙扔杏眯盘柎蠛芏?。這就限制了ADC的動態(tài)范圍。頻域內(nèi)出現(xiàn)一個大的雜散信號可能對SNR不會有明顯影響，但會顯著影響SFDR。

小結(jié)

回到我們一開始的ADC舉例，假設(shè)我們將要測量直流型的信號，并且要求ADC可接受雙極性輸入信號，我們選擇B檔的MAX1241，它具有1LSB的DNL誤差，1LSB的DNL誤差（0.0244%），3LSB的失調(diào)誤差（3/4096 = 0.0732%），以及4LSB的增益誤差（0.0977%）。所有誤差相加，我們得到總誤差為0.1953%。我們可以校正失調(diào)和增益誤差，使總誤差下降到0.0244%。只要參考電壓誤差低于0.075% - 0.024% = 0.051%，就不會突破我們的誤差預(yù)算。5ppm/°C的溫漂系數(shù)在50°C的溫度范圍內(nèi)會產(chǎn)生0.025%的漂移誤差，這樣還剩下0.026%的誤差余量。要得到12位的性能，我們需要選用一個電壓噪聲指標(biāo)低于1LSB的電壓基準(zhǔn)（這相當(dāng)于2.5V/4096 = 610μV峰峰值或102μV RMS值）。溫度系數(shù)5ppm/°C，寬帶電壓噪聲30μV RMS的MAX6166是一個很好的選擇。它還具有充足的供出及吸納電流的能力，足以驅(qū)動ADC （和其它電路）。30μV噪聲指標(biāo)等價于180μV峰峰值，只有12位級別下一個LSB的三分之一，11位級別下（我們系統(tǒng)的實(shí)際要求）一個LSB的六分之一。

再檢查一下MAX1241的增益漂移，資料顯示該項(xiàng)指標(biāo)為0.25ppm/°C，50°C溫度范圍內(nèi)為12.5ppm，能夠很好地滿足我們的設(shè)計(jì)要求。

現(xiàn)在，我們就得到了一個可行的方案，再也不會出現(xiàn)由于對規(guī)格的考慮不周而造成的性能折扣。在本例中我們沒有涉及交流性能。然而，正確理解ADC的技術(shù)指標(biāo)，以及它們?nèi)绾螌D(zhuǎn)換器的性能產(chǎn)生作用，無疑將使你具備足夠的知識，能夠從眾多產(chǎn)品中選擇出滿足你性能要求的適當(dāng)?shù)腁DC。