作者：Hassan Kelley and Gabino Alonso

峰值檢波器在其輸入端捕獲電壓信號(hào)的極端值。正峰值檢測(cè)器捕獲輸入信號(hào)的最正點(diǎn)，負(fù)峰值檢測(cè)器捕獲輸入信號(hào)的最負(fù)點(diǎn)。理想情況下，峰值檢波器電路的輸出跟蹤或跟隨輸入電壓，直到達(dá)到極值，但隨著輸入的減小而保持該值。理想的峰值檢波器執(zhí)行此功能，而與輸入信號(hào)的速度無關(guān)。物理峰值檢波器的性能受輸入信號(hào)帶寬的限制。本文將回顧經(jīng)典有源峰值檢波器電路的工作原理，重點(diǎn)介紹限制帶寬的參數(shù)和元件;提出改進(jìn)意見以消除這些限制，并提供比較新電路性能的仿真結(jié)果。

經(jīng)典峰值檢測(cè)器

圖1和圖2描述了兩個(gè)峰值檢測(cè)器實(shí)現(xiàn)方案。圖1中的電路是經(jīng)典峰值檢測(cè)器的電路。圖2中的電路解決了經(jīng)典峰值檢波器的局限性。本討論將回顧經(jīng)典峰值檢波器的工作原理，重點(diǎn)介紹電路的局限性，解釋改進(jìn)后的電路如何解決這些限制，并探索進(jìn)一步改進(jìn)電路的方法，如圖3所示。

圖1.經(jīng)典峰值檢測(cè)器

圖1中的電路捕獲輸入電壓（IN）的峰值。當(dāng)IN為正時(shí)，D1反向偏置，D2正向偏置，反饋電阻R2中沒有電流流過。因此，輸出電壓（OUT）跟蹤輸入電壓（IN），因?yàn)橥獠糠答伃h(huán)路將U1的輸入驅(qū)動(dòng)到虛擬短路（V+ = V–）。輸出電壓跟蹤電容C1上的電壓，因?yàn)閁2配置為電壓跟隨器。C1通過D2的U1輸出電流充電至該電壓。R1可防止U1超過其短路輸出電流，并將U1與C1的電容隔離，從而防止振鈴甚至振蕩。只要輸入電壓為正且增加，這種狀態(tài)就會(huì)保持。

圖1中的電路在輸入電壓降低時(shí)改變狀態(tài)。當(dāng)輸入電壓降低時(shí)，D2反向偏置，因?yàn)閁1（D2的陽極）的輸出降至D2的陰極電壓以下，該陰極電壓等于存儲(chǔ)在C1上的先前峰值電壓。在這種狀態(tài)下，外部反饋環(huán)路斷開，U1的輸出試圖捕捉到負(fù)電源軌電壓。D1在此狀態(tài)下正向偏置，并向U1提供本地反饋，U1將D2的陽極箝位在低于輸入電壓的一個(gè)二極管壓降處。保持狀態(tài)一直保持，直到輸入電壓超過等于輸出電壓的電容電壓。D1箝位縮短了從保持狀態(tài)到跟蹤狀態(tài)的轉(zhuǎn)換時(shí)間。

速度是圖1中經(jīng)典峰值檢波器電路的主要限制。輸出電壓的變化速度不能快于C1充電的速度。C1的充電速度受U1的短路輸出電流、D2的正向壓降、D2的換向速度以及R1和C1形成的時(shí)間常數(shù)引起的指數(shù)上升的限制。

改進(jìn)的峰值檢測(cè)器

圖2中電路的速度和誤差優(yōu)于圖1中的電路。這些改進(jìn)是解決經(jīng)典峰值檢測(cè)器的一些局限性的結(jié)果。請(qǐng)注意，整流二極管已更改為肖特基勢(shì)壘類型。這種變化降低了正向壓降，從而增加了通過C1的初始充電電流。此外，肖特基二極管更快的恢復(fù)時(shí)間加快了從跟蹤狀態(tài)到保持狀態(tài)的轉(zhuǎn)換。此外，肖特基二極管較低的反向恢復(fù)電荷降低了C1上的基座誤差。

雖然肖特基二極管上的壓降較低，但它直接轉(zhuǎn)化為輸出，因?yàn)闆]有外部反饋環(huán)路來補(bǔ)償它，如圖1的經(jīng)典電路那樣。該電路通過與U1本地反饋環(huán)路中的匹配肖特基二極管進(jìn)行平衡來補(bǔ)償該二極管壓降。如果匹配的二極管具有類似的偏置，則兩個(gè)二極管壓降將基本抵消。R2在D1中設(shè)置偏置電流，這將允許D1的壓降抵消D2的壓降并最小化該誤差。

R5和R6形成一個(gè)阻性分壓器，可降低輸入電壓電平。D3 將輸入電壓箝位在低于 0V 的二極管壓降，從而省去了負(fù)電源軌的 U1 和 U2。

圖2.改進(jìn)的峰值檢測(cè)器

LTC?6244 是一款雙通道高速、單位增益穩(wěn)定的 CMOS 運(yùn)放，具有一個(gè) 50MHz 增益帶寬、40V/μs 轉(zhuǎn)換速率、1pA 輸入偏置電流、低輸入電容和軌至軌輸出擺幅。0.1Hz至10Hz噪聲僅為1.5μVP-P1kHz噪聲保證小于12nV/√Hz。這種出色的交流和噪聲性能與寬電源范圍操作、僅 100μV 的最大失調(diào)電壓和僅 2.5μV/°C 的漂移相結(jié)合，使其適合在此應(yīng)用中使用。

電流提升改進(jìn)峰值檢測(cè)器

圖3中的電路利用了圖2改進(jìn)的峰值檢波器的方法，并增加了電流提升以增加C1充電電流。電流升壓峰值檢波器用匹配的NPN雙極結(jié)型晶體管（BJT）取代匹配的二極管。該電路的工作原理與圖2中的電路完全相同，但C1的充電速度要快得多。

圖3.電流提升改進(jìn)峰值檢測(cè)器

這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為肖特基二極管方法提供了一些替代方案。C1充電電流增加的系數(shù)等于公共集電極BJT配置的電流增益。此外，這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的源阻抗低于C1。不再需要R3，因?yàn)榘l(fā)射極跟隨器的電流源出能力大于U2。因此，充電時(shí)間常數(shù)幾乎被消除。圖3中的電路速度受U2帶寬和發(fā)射極跟隨器單位增益頻率（fT).Q1的基極-發(fā)射極結(jié)的壓降可以通過Q2的基極-發(fā)射極結(jié)抵消，其方式與圖2中的D2和D3平衡相同。

比較兩個(gè)高速峰值檢波器的性能，圖4顯示兩個(gè)電路在60 kHz時(shí)性能相同，圖5顯示電流升壓修改增加了帶寬。

圖4.60kHz 時(shí)的比較

圖5.200kHz時(shí)的比較

結(jié)論

圖三的電流升壓峰值檢測(cè)器的改進(jìn)并非沒有成本。然而，對(duì)于速度和精度至關(guān)重要的應(yīng)用，這些電路改進(jìn)可能非常值得額外的功耗、器件數(shù)量和復(fù)雜性。

審核編輯：郭婷