壓控振蕩器 （VCO） 的頻率隨施加到其調(diào)諧端口的電壓而變化。VCO 在鎖相環(huán) （PLL） 中工作，為超外差接收器的頻率轉(zhuǎn)換提供穩(wěn)定的本振 （LO）。VCO 還用于發(fā)射鏈，將基帶信號(hào)上變頻為適合通過電波傳輸?shù)?a target="_blank">射頻 （RF）（圖 1）。

圖1.VCO作為PLL的一部分出現(xiàn)在這個(gè)典型的超外差接收器中。

設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)

VCO 設(shè)計(jì)人員必須考慮幾個(gè)重要的性能參數(shù)：

輸出電平（dB 相對(duì)于 1mW ）

以dBc為單位的輸出諧波電平（相對(duì)于載波功率的dB）

調(diào)諧靈敏度（以 Hz/V 為單位）

以Hz p-p為單位的振蕩頻率負(fù)載牽引（對(duì)于給定負(fù)載電壓駐波比（VSWR）旋轉(zhuǎn)360°）

偏置電源變化的頻率推動(dòng)（以 Hz/V 為單位）

給定失調(diào)頻率下的VCO相位噪聲，單位為dBc/Hz

以下段落將依次討論每個(gè)參數(shù)。

輸出電平

在典型的超外差接收器中，VCO輸出必須驅(qū)動(dòng)混頻器以及PLL頻率合成器的RF預(yù)分頻器。緩沖放大器通常滿足這一要求，該放大器提供負(fù)載隔離以及更大的驅(qū)動(dòng)能力。

輸出諧波電平

輸出諧波電平是振蕩頻率諧波處VCO能量的量度。這些諧波常見于低于-15dBc的水平，由振蕩器中有源器件的非線性自限幅產(chǎn)生。具有大量超額增益（大于抵消共振時(shí)所有損耗所需的量）的振蕩器將受到更嚴(yán)格的限制，從而在輸出波形中產(chǎn)生更大的諧波成分。設(shè)計(jì)人員必須在保持低諧波電平的需求與確保振蕩器啟動(dòng)所需的足夠額外增益之間取得平衡。

調(diào)諧靈敏度

調(diào)諧靈敏度是一個(gè)系統(tǒng)級(jí)參數(shù)，它將最大可用調(diào)諧電壓與所需的調(diào)諧頻率范圍（以Hz/V為單位）相關(guān)聯(lián)。它與加載的Q成反比，Q是加載的振蕩器槽的質(zhì)量因數(shù)。更高的調(diào)諧靈敏度需要具有較低負(fù)載Qs的振蕩器。

調(diào)諧靈敏度在調(diào)諧頻率范圍內(nèi)的變化是另一個(gè)重要的考慮因素。如果VCO的調(diào)諧靈敏度在調(diào)諧頻帶上變化很大，PLL頻率合成器的性能就會(huì)受到影響。VCO 是典型 PLL 中增益最高的器件，調(diào)諧靈敏度在數(shù)十 MHz/V。這種增益量可能會(huì)在調(diào)諧端口產(chǎn)生不必要的調(diào)制邊帶，以響應(yīng)調(diào)諧端口的噪聲;因此，調(diào)諧端口噪聲必須最小化。

負(fù)載牽引

負(fù)載牽引測(cè)量自由運(yùn)行的VCO對(duì)VCO輸出端負(fù)載變化的靈敏度。測(cè)量需要負(fù)載阻抗不匹配和可變長度傳輸線。將VCO連接到不匹配的負(fù)載，并通過改變傳輸線的長度來改變相位角（VCO和負(fù)載之間）。測(cè)量由此產(chǎn)生的峰峰值頻率變化。VCO 負(fù)載牽引指定為給定負(fù)載 VSWR 下的最大峰峰值頻率偏移，旋轉(zhuǎn) 360°。公式1顯示了負(fù)載VSWR與負(fù)載阻抗失配之間的關(guān)系：

等式1：

其中：

駐波比 = 電壓駐波比
Γ0= 負(fù)載反射系數(shù)：入射電壓波與反射波
Z 的比值（在負(fù)載處）L= 負(fù)載阻抗
Z0= 傳輸線的特性阻抗

使用緩沖放大器是降低自由運(yùn)行VCO對(duì)負(fù)載變化的敏感性的最常用技術(shù)。

頻率推送

頻率推送測(cè)量自由運(yùn)行的VCO對(duì)其偏置電源電壓變化的敏感性。要測(cè)量VCO的靈敏度，請(qǐng)?jiān)跍y(cè)量VCO頻率的同時(shí)在給定范圍內(nèi)改變電源電壓。將此頻移除以電壓變化，以確定以Hz/V為單位的靈敏度。設(shè)計(jì)良好的VCO具有主調(diào)諧線靈敏度的5%至10%的推動(dòng)因子。Maxim的MAX2620 VCO就是具有出色推壓性能的器件的一個(gè)例子，其調(diào)諧端口靈敏度為10.4MHz/V，推送靈敏度僅為71kHz/V。

VCO 相位噪聲

自由運(yùn)行的VCO中的相位噪聲將噪聲邊帶電平與載波功率電平相關(guān)聯(lián)。在典型測(cè)量中，觀察頻譜分析儀上的VCO輸出，同時(shí)在給定頻率偏移下測(cè)量1Hz帶寬內(nèi)的噪聲水平。配備特定固件選項(xiàng)的現(xiàn)代頻譜分析儀可以通過對(duì)各種偏移進(jìn)行多次測(cè)量，并在每種情況下對(duì)內(nèi)部IF帶寬進(jìn)行適當(dāng)?shù)母?，生成顯示單邊帶相位噪聲與偏移頻率的關(guān)系圖。

頻譜分析儀無法測(cè)量相位噪聲非常低的振蕩器（例如晶體振蕩器），因?yàn)槠銵O的相位噪聲限值太高。例如，惠普的 8561 RF 頻譜分析儀規(guī)定的相位噪聲限值為 100Hz 時(shí)的 -80dBc/Hz、1kHz 時(shí)的 -97dBc/Hz、10kHz 時(shí)的 -113dBc、30kHz 時(shí)的 -113dBc 和 100kHz 時(shí)的 -113dBc。另一方面，典型的晶體振蕩器在每個(gè)偏移頻率下的相位噪聲都低30dB至40dB。對(duì)于這種高質(zhì)量的振蕩器，精確的相位噪聲測(cè)量需要更復(fù)雜的技術(shù)。

有幾個(gè)關(guān)鍵因素會(huì)影響自由運(yùn)行的VCO的相位噪聲。所有這些都包含在公式2中，公式2是估計(jì)振蕩器單邊帶噪聲的公式。

等式2：

其中：

L（fM） = 單邊帶相位噪聲，單位為 dBc/Hz，作為 載波
F偏移頻率的函數(shù)O= 輸出頻率，單位為 Hz
QL= 加載諧振器 Q（諧振器諧振器電路） 帶有源負(fù)載和所有寄生元件）
fC= 以 Hz 為單位的轉(zhuǎn)折頻率，用于閃爍噪聲 有源振蕩裝置
FM= 與載波的偏移，單位為 Hz
PS= 有源振蕩器件的振蕩- 信號(hào)功率，單位為瓦特
F = 有源器件的在線噪聲因數(shù) （與諧振器諧振器諧振箱和所有寄生 元素）
k = 玻爾茲曼常數(shù)：~1.38 x 10-23J/°K T = 以開爾文 （°K
） 為單位的溫度

在該公式中，負(fù)載諧振器Q是影響相位噪聲的主要設(shè)計(jì)參數(shù)。低噪聲設(shè)計(jì)要求最大化此參數(shù)以滿足可調(diào)諧性要求。高負(fù)載諧振器Q需要使用具有高空載Q值的諧振電路組件。在這些條件下，油箱的負(fù)載應(yīng)將足夠的能量耦合到電路的其余部分，以啟動(dòng)和維持振蕩。諧振器的負(fù)載Q很容易小于其空載Q的十分之一。

閃爍噪聲的轉(zhuǎn)折頻率取決于器件;低噪聲設(shè)計(jì)要求器件具有低閃爍角。閃爍噪聲溝槽使雙極性工藝成為低噪聲振蕩器設(shè)計(jì)的最佳選擇。砷化鎵器件無法競(jìng)爭(zhēng)，因?yàn)樗鼈兊脑肼暯潜裙桦p極器件高兩到三個(gè)數(shù)量級(jí)。

由于在線噪聲因數(shù)值取決于器件及其外部電路，因此低噪聲設(shè)計(jì)需要對(duì)兩者進(jìn)行優(yōu)化。調(diào)整振蕩信號(hào)功率可以對(duì)相位噪聲進(jìn)行一定程度的控制，但當(dāng)今手持式無線電話中偏置電流的溢價(jià)通常會(huì)阻止振蕩器部分的電流消耗發(fā)生較大變化。

公式3描述了振蕩器固有的相位噪聲。除此之外，還有調(diào)諧線上噪聲產(chǎn)生的調(diào)制噪聲邊帶（見公式4）。

等式3：

其中：

LPUSH(fm)= 單邊帶相位噪聲（單位：dBc/Hz） 由于噪聲電壓通過偏置線
LMOD(fm)= 單邊帶相位噪聲（單位：dBc/Hz） 由于噪聲電壓通過調(diào)諧線
K2PUSH = 電源驅(qū)動(dòng)靈敏度，單位為 Hz/V
K2TUNE = 振蕩器調(diào)諧增益，單位：Hz/V
VN2BIAS(f) = 偏置線上的噪聲-電壓密度為 頻率的函數(shù) （nV/Hz）
VN2TUNE(f)= 調(diào)諧線上的噪聲-電壓密度 作為頻率的函數(shù) （nV/Hz）

將等式2、3和4相加得出等式5，即VCO總單邊帶相位噪聲的估計(jì)值：

等式5：

前面提到的VCO參數(shù)的限制可能導(dǎo)致系統(tǒng)級(jí)性能下降。例如，蜂窩電話中的功率放大器 （PA） 僅在存在語音信號(hào)時(shí)激活。這種開關(guān)導(dǎo)致PA的輸入阻抗變化很大，這反過來又給驅(qū)動(dòng)發(fā)射鏈的RF VCO帶來了問題。除非VCO與負(fù)載變化隔離（通常通過負(fù)載緩沖器），否則其頻率變化會(huì)導(dǎo)致PLL滑移周期甚至失去鎖相。

另一個(gè)問題是PA的關(guān)斷/導(dǎo)通循環(huán)引起的電源電流急劇變化。GSM、DCS1800 和 DCS1900 手機(jī)的典型 PA 可以消耗超過 1A 的電流，電流切換會(huì)導(dǎo)致 VCO 偏置線路上的電壓變化。這些偏置電壓變化和推動(dòng)因子的結(jié)果是落在PLL頻率合成器環(huán)路帶寬之外的不需要的調(diào)制邊帶。VCO的偏置電壓必須穩(wěn)定才能消除這個(gè)問題。

數(shù)字調(diào)制系統(tǒng)中的未衰減誤碼率（BER）受到發(fā)射和接收路徑中所有信號(hào)發(fā)生器的凈相位噪聲的限制，PLL頻率合成器中的RF VCO（通常）是主要因素。圖2中的經(jīng)典瀑布曲線顯示了相位噪聲的影響。超過一定水平的 Eb/NO（Eb 是每比特的能量;NO是加性白高斯噪聲密度），誤碼率基本保持不變。要獲得更可靠的通信鏈路，可通過降低PLL頻率合成器RF VCO中的相位噪聲來降低未褪色的BER。

圖2.對(duì)于較高的每比特能量值除以加性白高斯噪聲密度（Eb/NO），誤碼率（BER）基本上是恒定的。

相位噪聲是數(shù)字調(diào)制技術(shù)的主要關(guān)注點(diǎn)，其中信息通過調(diào)制載波相位進(jìn)行編碼。其中一種技術(shù)是正交相移鍵控（QPSK）。與模擬域中的同相/正交調(diào)制類似，QPSK允許通過在四個(gè)不同相位中的每一個(gè)階段編碼位對(duì)，以一半的數(shù)據(jù)速率傳輸給定的比特流。每個(gè)相位（圖3a中的π/4、3π/4、5π/4和7π/4）表示為信號(hào)空間中的一個(gè)點(diǎn)，該點(diǎn)通過系統(tǒng)中存在加性白高斯噪聲（AWGN）而擴(kuò)散到云中。

圖3.具有高斯噪聲 （a） 的 QPSK 信號(hào)的信號(hào)星座會(huì)因增加 5° RMS 相位方差 （b） 而降低，從而產(chǎn)生可能提高 BER 的失真。

圖3b顯示了具有相同AWGN的相同QPSK星座，但增加了5°的RMS相位差。相位方差將四個(gè)星座區(qū)域變形為弧形，從而縮短區(qū)域之間的距離。這種效應(yīng)增加了解調(diào)器上出現(xiàn)符號(hào)誤差的概率，而符號(hào)誤差的增加會(huì)增加BER。因此，可以容忍的相位變化量取決于解調(diào)器設(shè)計(jì)和通信鏈路所需的性能。公式6顯示了積分相位方差與相位噪聲之間的關(guān)系：

等式6：

其中：

F1， F2 = 評(píng)估積分的頻率（通常由解調(diào)器設(shè)計(jì)確定）
σ2Φ = 以弧度平方為單位的積分相位方差
SΦ（f） = 以弧度平方/Hz為單位的相位功率譜密度（小角度單邊帶相位噪聲的兩倍）
√σ2Φ= 積分有效值相位誤差，弧度單位

也許對(duì)LO相位噪聲最嚴(yán)格的限制是通過接收器脫敏來實(shí)現(xiàn)的。這種效應(yīng)發(fā)生在蜂窩電話和其他環(huán)境中，在這些環(huán)境中，接收器必須在存在強(qiáng)干擾源的情況下檢測(cè)到微弱的信號(hào)。在圖4中，強(qiáng)附近干擾源與LO的相位噪聲混合，產(chǎn)生噪聲邊帶，降低IF的信噪比，從而使接收器檢測(cè)微弱信號(hào)的能力脫敏。

圖4.通過與本振信號(hào)混合，強(qiáng)干擾信號(hào)會(huì)產(chǎn)生噪聲邊帶，從而掩蓋目標(biāo)信號(hào)。

早期版本的低噪聲VCO由分立元件組成：專用雙極晶體管，具有用于閃爍噪聲的低轉(zhuǎn)折頻率，偏置電壓電源和緩沖放大器，用于提供負(fù)載隔離和附加輸出驅(qū)動(dòng)。分立電路中的許多無源芯片元件需要大量的印刷電路板空間，這在當(dāng)今的小型無線手機(jī)中非常寶貴。

集成解決方案

Maxim的MAX2620（圖5）將分立元件的所有有源功能集成到一個(gè)纖巧的8引腳μMAX封裝中。它包括一個(gè)關(guān)鍵的雙極晶體管，具有低轉(zhuǎn)折頻率，用于閃爍噪聲，采用Maxim獨(dú)有的硅雙極性工藝制造，具有27GHz f?T.更高級(jí)別的集成節(jié)省了 PC 板面積，簡化了 PC 板布局和屏蔽。

圖5.該典型工作電路顯示了MAX2620在構(gòu)建VCO中的應(yīng)用。

除低噪聲晶體管外，MAX2620還包括一個(gè)帶兩路輸出的雙緩沖器（用于負(fù)載隔離）、一個(gè)偏置發(fā)生器和方便的關(guān)斷功能。該器件采用+2.7V至+5.5V單電源供電，在3V時(shí)功耗僅為27mW。當(dāng)工作頻率為900MHz時(shí)，負(fù)載VSWR為1.75：1，旋轉(zhuǎn)360°會(huì)產(chǎn)生小于163kHz的頻率偏移。MAX2620的內(nèi)部偏置電壓發(fā)生器大大降低了偏置電壓變化對(duì)振蕩頻率的影響。在 900MHz 中心頻率和 3V 至 4V 電源電壓變化時(shí)，該器件可實(shí)現(xiàn) 71kHz/V 的推壓靈敏度。

MAX2620具有兩路輸出。一個(gè)輸出在50Ω負(fù)載中產(chǎn)生-2dBm，通常驅(qū)動(dòng)混頻器的LO輸入。另一個(gè)在 50Ω 負(fù)載中產(chǎn)生 -12.5dBm，通常驅(qū)動(dòng)集成 PLL 頻率合成器的 RF 預(yù)分頻器輸入。MAX2620及其低噪聲內(nèi)部晶體管采用高Q值諧振電路工作在900MHz，產(chǎn)生低相位噪聲：25kHz時(shí)為-110dBc/Hz，300kHz時(shí)為-132dBc/Hz。外部諧振電路允許設(shè)計(jì)人員針對(duì)給定應(yīng)用優(yōu)化可調(diào)諧性和單邊帶相位噪聲。

為確保振蕩啟動(dòng)，諧振電路的實(shí)阻抗幅度應(yīng)等于振蕩器器件負(fù)實(shí)阻抗幅度的三分之一至二分之一，諧振電路的電抗分量應(yīng)與振蕩器器件的無功分量在符號(hào)上相反。啟動(dòng)后，增益壓縮會(huì)降低振蕩器的負(fù)電阻，直到其與諧振電路的負(fù)電阻達(dá)到平衡。

在諧振電路中添加變?nèi)?a target="_blank">二極管（電壓調(diào)諧可變電容器）可實(shí)現(xiàn)振蕩器頻率調(diào)諧，只要振蕩器器件在所需調(diào)諧范圍內(nèi)表現(xiàn)出足夠的負(fù)電阻。MAX2620設(shè)計(jì)在這方面進(jìn)行了優(yōu)化。

MAX2620振蕩器還針對(duì)低相位噪聲工作進(jìn)行了優(yōu)化。要實(shí)現(xiàn)盡可能低的相位噪聲，需要使用高Q值元件，例如陶瓷傳輸線諧振器（典型空載Q值為400）和高Q值電感器（典型空載Q值為180）。為了最大化圖5中的負(fù)載Q值，C5和C17應(yīng)具有與所需頻率和調(diào)諧范圍兼容的最低值。對(duì)于900MHz工作頻率，陶瓷諧振器電路的C6應(yīng)為1pF，電感電路的C6應(yīng)為1.5pF。由于高Q值電感的空載Q值低于陶瓷諧振器的Q值，因此使用高Q值電感器（與陶瓷諧振器相比）往往會(huì)略微降低相位噪聲?；陔姼械闹C振電路的相位噪聲在25kHz時(shí)為-107dBc/Hz，在300kHz時(shí)為-127dBc/Hz。

MAX2620輸出均具有集電極開路，需要外部元件上拉至電源電壓。50Ω電阻與50Ω系統(tǒng)的輸出相匹配，但電阻會(huì)破壞輸出功率。要獲得最大輸出功率，請(qǐng)使用上拉電感，如圖5中的緩沖器輸出所示。電感電路的集電極開路輸出阻抗應(yīng)通過適當(dāng)?shù)钠ヅ渚W(wǎng)絡(luò)與所需的負(fù)載阻抗相匹配。

實(shí)現(xiàn)最佳振蕩器性能的一個(gè)關(guān)鍵因素是印刷電路板布局。為了盡量減少寄生元件的影響，請(qǐng)移除構(gòu)成諧振電路的元件下方和周圍的印刷電路板接地層。為了盡量減少寄生電感，走線長度應(yīng)盡可能短。將去耦電容（引腳1、4和7接地）盡可能靠近MAX2620封裝，直接連接到接地層。圖5中的電容必須具有0805或更小的基底面。

MAX2620作為當(dāng)今無線耳機(jī)中RF VCO的高性價(jià)比、低功耗振蕩器，提供了過去需要許多分立元件的特性。其雙緩沖輸出提供負(fù)載隔離，其內(nèi)部調(diào)節(jié)單元提供與電源波動(dòng)隔離。采用+3V電源供電時(shí)的功耗僅為27mW。MAX2620實(shí)現(xiàn)了極低的相位噪聲，其外部諧電流允許設(shè)計(jì)人員根據(jù)給定應(yīng)用定制振蕩器電路。

審核編輯：郭婷