寬帶接收器通常使用固定本振從 900 MHz 等頻率下變頻至 5 至 25 MHz 的基帶,并直接轉(zhuǎn)換為數(shù)字。其中的許多獨(dú)立信號(hào)通道都經(jīng)過濾波、解調(diào)和數(shù)字處理。這種基站系統(tǒng)降低了成本和復(fù)雜性——它們只需要一個(gè)高頻模擬前端。但關(guān)鍵環(huán)節(jié),即A/D轉(zhuǎn)換器,必須具有出色的性能。
寬帶接收機(jī)的 A/D 規(guī)格由系統(tǒng)無線電標(biāo)準(zhǔn)驅(qū)動(dòng)。為了在附近信號(hào)較強(qiáng)的情況下接收遠(yuǎn)距離信號(hào),蜂窩基站接收器必須具有寬動(dòng)態(tài)范圍。例如,GSM 規(guī)范要求接收器能夠在存在許多其他信號(hào)的情況下準(zhǔn)確數(shù)字化 -13 dBm 至 -104 dBm 的信號(hào)(圖 1)— 91 dB 動(dòng)態(tài)范圍!這意味著轉(zhuǎn)換器和模擬前端的無雜散動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)必須約為95至100 dBFS。具有給定幅度的轉(zhuǎn)換信號(hào)的SFDR是該幅度與轉(zhuǎn)換器奈奎斯特頻譜(0至F)中最大雜散頻率分量的對(duì)數(shù)比(dB)s/2赫茲)。
圖1.在附近GSM信道中存在強(qiáng)信號(hào)的情況下,必須能夠檢測(cè)到微弱信號(hào)。
最大的雜散通常由前端強(qiáng)信號(hào)的失真分量產(chǎn)生,可能會(huì)掩蓋接收器處理的微弱條紋信號(hào)。SFDR規(guī)范允許評(píng)估接收器本底噪聲附近的信號(hào)的信噪比(或SNR的逆,數(shù)字接收器中的誤碼率,BER)。
GSM是使用寬帶技術(shù)更難實(shí)現(xiàn)的標(biāo)準(zhǔn)之一,因此它是某些轉(zhuǎn)換器規(guī)格重要性的一個(gè)很好的例子。其他標(biāo)準(zhǔn),如AMPS(北美模擬蜂窩),對(duì)接收器設(shè)計(jì)的要求較低,可以使用寬帶輕松實(shí)現(xiàn)。
滿量程SINAD和SNR雖然足以滿足單音輸入信號(hào),但不能為寬帶無線電中存在的無數(shù)信號(hào)和寬帶頻譜提供完整的圖像。多音調(diào)測(cè)試和 SFDR 功率掃描信息量更大。
轉(zhuǎn)換器在數(shù)字化滿量程信號(hào)時(shí)的性能通常與處理比滿量程低 10、20、30 dB 或更高的較小信號(hào)(典型的寬帶無線電)的性能不同。圖2顯示了12位、50 MSPS AD8011的SFDR與信號(hào)幅度的關(guān)系。由于轉(zhuǎn)換器積分非線性和滿量程時(shí)的采樣/保持壓擺率限制,SFDR實(shí)際上隨著全跨度附近信號(hào)電平的降低而改善,從而提供了更大的動(dòng)態(tài)范圍。SFDR比率對(duì)于較低的信號(hào)電平更好,因?yàn)檗D(zhuǎn)換器在其余范圍內(nèi)更加線性。多個(gè)信號(hào)也會(huì)產(chǎn)生近乎滿量程的代碼,但隨機(jī)非相關(guān)信號(hào)的總和類似于抖動(dòng)。
圖2.AD9042的SFDR與輸入幅度的關(guān)系
抖動(dòng)是一種技術(shù),用于通過使轉(zhuǎn)換器在每次對(duì)給定模擬電平進(jìn)行采樣時(shí)使用其范圍的不同部分來降低有效本底噪聲的非線性度。它可以通過模擬或數(shù)字方法實(shí)現(xiàn)。以數(shù)字方式生成偽隨機(jī)數(shù)(抖動(dòng)),轉(zhuǎn)換為模擬數(shù),并與模擬輸入信號(hào)重復(fù)求和[因此給定電平的每個(gè)轉(zhuǎn)換結(jié)果取決于抖動(dòng)值]。每次轉(zhuǎn)換后,從數(shù)字輸出中減去偽隨機(jī)數(shù)字值。這種技術(shù)減少了重復(fù)執(zhí)行相同非線性時(shí)產(chǎn)生的光譜內(nèi)容。在寬帶接收機(jī)中,背景噪聲和其他不相關(guān)信號(hào)提供了抖動(dòng)的一些好處,但抖動(dòng)通常是有意增加的,以提高動(dòng)態(tài)性能。
三階互調(diào)失真:(IMD)在存在兩個(gè)大信號(hào)而存在許多較小信號(hào)的情況下很重要。兩個(gè)最大的信號(hào)將在(2f)處產(chǎn)生由非線性引起的雜散2, G1) 和 (2f1, G2).顯著雜散可以覆蓋位于這些頻率上的小期望信號(hào),就像諧波可以掩蓋小信號(hào)一樣;由于這些產(chǎn)品總是按帶狀排列,因此無法過濾。IMD并不重要,因?yàn)樗鼘?duì)較大信號(hào)的影響,而是干擾附近信道中的較小信號(hào)??梢郧宄乜吹綀D3中的上部IMD乘積,混疊后帶。還表明,除了IMD,其他雜散也可能會(huì)出現(xiàn)問題。在這種情況下,在 2(f2, G1) 表示雙音 SFDR 等測(cè)量與雙音 IMD 同樣重要。
圖3.AD9042的雙音性能
差分線性誤差(DNL)雖然是特定于架構(gòu)的,但會(huì)因多級(jí)轉(zhuǎn)換器內(nèi)的失配而增加。當(dāng)?shù)托盘?hào)電平跨越相對(duì)糟糕的代碼(在DNL圖中突出的代碼)時(shí),它們變得很重要。在圖4的SFDR圖中可以看到SFDR在-25和-40 dBFS之間的急劇下降。失配的均方根誤差保持不變,但隨著信號(hào)電平的降低,SFDR會(huì)變得更糟,并且對(duì)雜散項(xiàng)的貢獻(xiàn)更大。再往下,信號(hào)不再越過這些不匹配,SFDR保持高電平。多個(gè)信號(hào)或增加抖動(dòng)可以減少該誤差源,從而提高接收器的性能。
圖4.一個(gè)“壞”的SFDR情節(jié)。注意在 35 dB 附近下降。
頭部空間:當(dāng)模數(shù)轉(zhuǎn)換器在寬帶架構(gòu)中接收多個(gè)通道時(shí),每個(gè)信號(hào)電平必須遠(yuǎn)小于轉(zhuǎn)換器的滿量程。單獨(dú)一個(gè)信號(hào)可能使用轉(zhuǎn)換器的滿量程范圍,但當(dāng)存在兩個(gè)信號(hào)時(shí),假設(shè)信號(hào)功率相等,每個(gè)信號(hào)都必須是半振幅(-6 dB),以防止這些信號(hào)在其峰值處加在一起時(shí)出現(xiàn)輸出削波。信號(hào)數(shù)量每增加一倍,單個(gè)電平就需要降低 6 dB。例如,4 個(gè)通道為 -12 dBFS,8 個(gè)通道為 -18 dBFS。多通道無線電必須具有足夠的動(dòng)態(tài)范圍,以解決因可用信號(hào)電平降低而損失的SNR。此外,無線電設(shè)計(jì)人員在ADC范圍的頂部保留3至15 dB的裕量作為裕量,以防止隨著新呼叫者進(jìn)入小區(qū)而出現(xiàn)額外信號(hào)時(shí)不可避免的高輸入峰均方比和飽和帶來的削波。
其他模數(shù)轉(zhuǎn)換器要求
采樣率:許多寬帶無線電使用寬動(dòng)態(tài)范圍、超高截點(diǎn)混頻器(如AD831)(模擬對(duì)話28-2,第3-5頁)將RF頻譜混合到基帶(從直流到某些高頻的一系列信號(hào))。此類無線電的轉(zhuǎn)換器要求采樣速率至少為最高頻率(奈奎斯特速率)的兩倍,即直流至10 MHz信號(hào)范圍的最低采樣速率為20 MSPS,并且通常具有至少20%的額外裕量,將所需的編碼速率提高到約25 MSPS。
對(duì)于模擬和數(shù)字標(biāo)準(zhǔn),過采樣可提供可提高有效SNR的處理增益。對(duì)于數(shù)字調(diào)制數(shù)據(jù),ADC應(yīng)以數(shù)據(jù)速率的整數(shù)倍采樣,以便通道中心位于FFT或濾波器箱的中心。例如,如果接收器正在解碼GSM數(shù)據(jù)包,則采樣速率將是270.833-kHz數(shù)據(jù)速率的倍數(shù)。典型的GSM接收器使用每比特48個(gè)樣本的倍數(shù),對(duì)于基本采樣率,F(xiàn)s,的 13 MSPS。[1]模擬接收(如 AM 和 FM)的采樣速率是通道帶寬的倍數(shù)。使用 AMPS(30kHz 標(biāo)準(zhǔn)),典型采樣率為 1024[2]帶寬的倍數(shù)為 30.72 MSPS。
驅(qū)動(dòng)器和過濾:基帶采樣的替代方法是對(duì)位于第二或第三奈奎斯特區(qū)的IF信號(hào)進(jìn)行采樣[即,從(N-1)Fs/2到NFs/2].因此,第二個(gè)奈奎斯特區(qū)來自Fs/2至Fs;第三個(gè)是來自Fs至 (3/2)Fs.為Fs= 25 MSPS,第二個(gè)區(qū)域?yàn)?12.5 MHz 至 25 MHz;第三個(gè)是25-37.5 MHz。 使用較高的區(qū)域可以大大放寬驅(qū)動(dòng)放大器的諧波要求,因?yàn)閷?duì)于高于第一奈奎斯特區(qū)的頻率進(jìn)行濾波要容易得多。
在 10 MHz 基帶下,對(duì)于具有 1 MHz 信號(hào)的 70 dB 諧波抑制,驅(qū)動(dòng)放大器必須具有 70 dB 諧波性能,因?yàn)榭够殳B濾波器不能濾除低于 10 MHz 的諧波。但是,如果系統(tǒng)設(shè)計(jì)用于 26 MHz 的 1 MHz 基帶信號(hào) (Fs+ 1 MHz,在第三個(gè)奈奎斯特區(qū)),二次諧波將為 52 MHz,遠(yuǎn)遠(yuǎn)超出數(shù)字化儀抗混疊濾波器的 25 至 37.5 MHz 通帶(圖 5)。無需犧牲轉(zhuǎn)換器精度;由于采樣系統(tǒng)內(nèi)的信號(hào)折疊,所有轉(zhuǎn)換器諧波總是落在“帶內(nèi)”。通過犧牲放大器性能提高以放寬濾波器規(guī)格來簡(jiǎn)化模擬電路要求。但互調(diào)要求不能降低;放大器和轉(zhuǎn)換器的IM必須始終落在帶內(nèi)。
圖5.易于濾波:第三奈奎斯特區(qū)的欠采樣信號(hào),以消除基帶諧波。
[1]其他可能的采樣頻率包括26 MSPS和39 MSPS,均為13 MSPS的倍數(shù)。
[2]其他倍數(shù)通常是可能的,通常是 2 的冪,并且在可用轉(zhuǎn)換器的采樣率能力范圍內(nèi)。
寬帶無線電過采樣和過程增益
SNR可以通過稱為處理增益的數(shù)值運(yùn)算來改善。在任何數(shù)字化過程中,信號(hào)采樣越快,本底噪聲越低。SNR沒有改善,總積分噪聲保持不變,但它分布在更多的頻率上。本底噪聲遵循公式(b = 分辨率):
Noise Floor = 6.02 b + 1.8 + 10 log (Fs / 2 BW)
這表示轉(zhuǎn)換器的量化噪聲,并顯示噪聲與采樣速率之間的關(guān)系。采樣速率每增加一倍,有效本底噪聲就會(huì)降低3 dB。
雖然通過提高采樣率可以實(shí)現(xiàn)一些增益,但它們相對(duì)較小。然而,當(dāng)需要使用數(shù)字信號(hào)處理芯片對(duì)信號(hào)進(jìn)行通道化和濾波時(shí),在數(shù)字濾波過程中可以獲得重要的收益。例如,如果使用AD9042采樣速率以40.96 MSPS的速度對(duì)30 kHz AMPS信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化處理,則只有一小部分寬帶噪聲通過數(shù)字濾波器通帶。通帶(0.03 MHz/20.48 MHz)中的噪聲降低以對(duì)數(shù)形式為10對(duì)數(shù)(20.48 MHz/30 kHz)或28.3 dB。
考慮到這一點(diǎn),給定信號(hào)的有效SNR是
SNR = 6.2 + 1.8 + 10 log (Fs / (2 x BW)) - HR
如果實(shí)際的SNR規(guī)格已知,則將其替換為(6.02 b +1.8)項(xiàng)。如果轉(zhuǎn)換器的SNR規(guī)格為67 dB,有8個(gè)信號(hào),則每個(gè)信號(hào)將比滿量程低18 + 12 dB(裕量-HR)(如上所述)。因此,整體信號(hào)電平將比滿量程低30 dB(即SNR降低到37 dB)。但有效信道信噪比將為 67+28.3-30 = 65.3 dB。
審核編輯:郭婷
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