MOS管在電源應用中作為開關用時將會導致一些不可避免的損耗，這些損耗可以分為兩類：

一類為器件柵極驅(qū)動損耗。前面我們說過：MOSFET的導通和截止過程包括電容CISS的充電和放電。當電容上的電壓發(fā)生變化時，一定量的電荷就會發(fā)生轉(zhuǎn)移；需要一定量的電荷使柵極電壓在0和VDRV之間變化，變化如下圖所示：

這個圖表曲線給出了一個柵極電荷與柵極驅(qū)動電壓成函數(shù)關系的在最惡劣條件下相對精確的估計。常用來生成這些曲線的參數(shù)是器件漏源截止電壓。VDS(off)影響Miller電荷（曲線中平坦曲線下面部分），也就是在整個開關周期中所需的總電荷。在上圖中一旦得到了柵極總電荷，那么柵極電荷損耗就可用下面公式計算：Pgate=VDRV *QG *fDRV；式中VDRV是柵極驅(qū)動波形的幅度，fDRV是柵極驅(qū)動的頻率。這個公式中的QG *fDRV項，它給出了驅(qū)動柵極所需的平均偏置電流。驅(qū)動MOSFET的柵極損耗在了柵極的驅(qū)動電路上。在每個開關循環(huán)中，所需要的電荷必須流經(jīng)輸出驅(qū)動阻抗、外部柵極電阻和內(nèi)部柵極網(wǎng)格阻抗。這樣的結(jié)果是，功率損耗并不取決于電荷流經(jīng)阻抗元件的快慢。我們可以將驅(qū)動功率損耗可表示為：

在上面的方程式中，柵極驅(qū)動電路用有阻抗的輸出代替，但這個假設對于金屬半導體的柵極驅(qū)動是無效的。當雙極性晶體管在柵極電路驅(qū)動中被用到時，輸出阻抗變?yōu)榉蔷€性的，而且公式將得不到正確的結(jié)果。為保險起見，假定柵極阻抗很?。?5）而且大部分損耗浪費在驅(qū)動電路中。假如Rgate足夠大，足以使IG低于驅(qū)動雙極型的能力，那么絕大部分的柵極功率損耗浪費在Rgate上。

除了柵極驅(qū)動功率損耗外，還有由于大電流和大電壓在較短的時間內(nèi)同時出現(xiàn)造成的傳統(tǒng)意義上的開關損耗。為了保證開關損耗最小，這個持續(xù)的時間間隔必須盡量得小。觀察MOSFET的導通和截止過程，應該減小開關過程中第2和第3個階段的時間（無論是導通過程還是截止過程）。這個間隔是MOSFET的線性工作區(qū)間，此刻柵極電壓介于VTH和VGS,Miller。漏極電壓在開關間轉(zhuǎn)換時，將會引起器件電流變化而且到達Miller平坦區(qū)。

在高速門驅(qū)動電路設計中領悟這點是十分重要的。它強調(diào)突出這樣的事實：門驅(qū)動最主要的特性就是它在Miller平坦區(qū)電壓附近的拉電流和灌電流能力。峰值電流能力，是在有輸出阻抗時最大電壓VDRV條件下測得的，和MOSFET的實際開關性能有很少聯(lián)系。真正決定器件開關時間的是在柵源電壓，也就是，在輸出為5V的情況下（MOSFET的邏輯電平是2.5V）時柵極驅(qū)動電流的能力。

MOSFET的開關損耗的粗略估計可使用在開關期間第2和第3個階段關于門驅(qū)動電流、漏極驅(qū)動電流、漏極驅(qū)動電壓的簡單線性近似。首先必須確定門驅(qū)動電流，分別為第2和第三階段做準備：

假設IG2為器件的輸入電容充電電流，在電壓從VTH變到VGS,Miller；IG3是電容CRSS的放電電流，在漏極電壓從VDS(off)變到0時，大致的開關時間為：

在t2時間內(nèi)，漏極電壓是VDS(off)，電流從0傾斜變化到負載電流IL，而在t3時間內(nèi)漏極電壓從VDS(off)變到0。再次使用波形的線性近似，各自時間內(nèi)的功率損耗近似為：

式中的T是開關周期?？偟拈_關損耗是兩部分的和，由此可得出下列表達式：

即使較好的理解了開關的過程，但是要精確的計算開關損耗幾乎是不可能的。原因是寄生感性分量將會顯著的影響電流和電壓波形，也會影響開關過程的開關時間?？紤]到實際電路中不同的漏極和源極感應的影響，將會導出一個二階微分方程來描述電路中的實際波形。由于那些變量，包括開啟電壓、MOSFET電容值、驅(qū)動輸出部分等等，有很大的誤差，上述的線性近似對于MOSFET開關損耗的估算是可行的，是比較合理的。