每一代新產(chǎn)品的性能改進(jìn)通常都伴隨著用戶必須遵守的實(shí)際要求，以便從運(yùn)算放大器或轉(zhuǎn)換器獲得最佳性能。老一代運(yùn)算放大器通常需要外部補(bǔ)償來(lái)定制響應(yīng);閃存A/D速度快，但耗電且輸入阻抗低。BiMOS轉(zhuǎn)換器簡(jiǎn)化了應(yīng)用問(wèn)題;典型的高阻抗良性輸入結(jié)構(gòu)易于驅(qū)動(dòng)。高速CB運(yùn)算放大器和基于開(kāi)關(guān)電容的CMOS轉(zhuǎn)換器可最大限度地降低功耗和價(jià)格。運(yùn)算放大器AD8011驅(qū)動(dòng)AD876 A/D的應(yīng)用顯示了新一代IC的優(yōu)勢(shì)和實(shí)際問(wèn)題。

高速開(kāi)關(guān)電容A/D架構(gòu)要求用戶在設(shè)計(jì)接口電路時(shí)了解一系列獨(dú)特的問(wèn)題。最佳接口取決于應(yīng)用是只需要低失真和雜散（動(dòng)態(tài)特性）、低噪聲，還是同時(shí)需要低噪聲和低失真。

整個(gè)信號(hào)鏈（處理信號(hào)的一系列功能元件）必須優(yōu)化總諧波失真（THD）和無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍（SFDR）等規(guī)格的系統(tǒng)（例如通信系統(tǒng)）通常涉及頻譜分析或處理。輸入信號(hào)在樣本之間以相對(duì)較小的增量變化;信號(hào)含量限制在奈奎斯特頻率<（即采樣率的1/2）。

專注于噪聲性能的系統(tǒng)可能會(huì)犧牲THD和SFDR來(lái)增加動(dòng)態(tài)范圍（SNR）。雖然失真規(guī)格在這些低噪聲應(yīng)用（如基于CCD的成像）中可能并不那么重要，但可能需要寬帶寬和快速瞬態(tài)響應(yīng)來(lái)確?？焖俳?。

數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)，如DSO-數(shù)字采樣示波器-是需要低雜散和失真以及寬動(dòng)態(tài)范圍（SNR）的典型應(yīng)用。除了電壓和電流噪聲外，相位噪聲（例如由孔徑抖動(dòng)產(chǎn)生的相位噪聲）也值得關(guān)注。這些系統(tǒng)通常處理各種各樣的信號(hào)，執(zhí)行頻譜信號(hào)處理和處理大規(guī)模瞬變（通常來(lái)自多路復(fù)用前端）。

驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)電容ADC輸入：AD876的輸入保持電容必須在每個(gè)時(shí)鐘周期充電至新的輸入電壓。輸入驅(qū)動(dòng)器必須提供的電量取決于上一次轉(zhuǎn)換時(shí)存儲(chǔ)在保持電容上的電壓與采樣時(shí)鐘從高電平（保持模式）轉(zhuǎn)換到低電平（軌道）時(shí)施加到A/D的電壓之差。此差異越小，所需的增量費(fèi)用就越少。另一方面，對(duì)于轉(zhuǎn)換之間的滿量程變化，輸入驅(qū)動(dòng)器必須提供較大的電荷增量。圖2所示電路由AD8011驅(qū)動(dòng)AD876，說(shuō)明了性能選項(xiàng)。無(wú)論運(yùn)算放大器本身如何配置，增加一個(gè)串聯(lián)電阻（可能還有一個(gè)并聯(lián)電容）都可以提高運(yùn)算放大器/轉(zhuǎn)換器對(duì)的性能。

為了研究為特定應(yīng)用選擇最佳值電阻和電容時(shí)的一些考慮因素，AD8011的增益配置為+2（帶寬約為180 MHz），并如圖所示連接到AD876輸入。

圖2.驅(qū)動(dòng)具有開(kāi)關(guān)電容采樣保持的采樣ADC。

圖3a顯示了測(cè)試信號(hào)：頂部跡線是AD8011的模擬輸入，這是一個(gè)1 V p-p方波。底部跡線是AD876采樣時(shí)鐘。當(dāng)時(shí)鐘為低電平時(shí)，SHA 跟蹤輸入;當(dāng)它變高時(shí)，A/D 的 SHA 切換到保持。請(qǐng)注意，AD876每次轉(zhuǎn)換都必須獲得輸入電壓的滿量程變化;這種情況對(duì)AD8011提出了最嚴(yán)格的要求，因?yàn)樗仨氃诿總€(gè)轉(zhuǎn)換周期提供最大的電荷量。AD8011無(wú)法瞬時(shí)提供電荷差，因此在A/D采樣時(shí)鐘轉(zhuǎn)換期間，轉(zhuǎn)換器輸入端存在瞬變。

圖3.輸入波形。

圖3b顯示了輸入方波在擴(kuò)展標(biāo)度上處于正偏移時(shí)的瞬變（上圖），具有25 ns跟蹤模式時(shí)鐘脈沖。較小的上升沿保持瞬態(tài)并不重要;它發(fā)生在下一個(gè)樣本采集之前很久。當(dāng)ADC獲取滿量程電荷變化時(shí)，下降沿瞬變約為-114 mV;恢復(fù)和建立至0.1%（10位或2 mV）必須在跟蹤模式脈沖的持續(xù)時(shí)間內(nèi)進(jìn)行，并且在上升沿之前 - 此處，使用20 Ω電阻時(shí)，恢復(fù)和建立時(shí)間為100 ns。對(duì)于20 MSPS采樣速率（50%占空比），恢復(fù)必須在25 ns以內(nèi)。較慢的放大器可用于較低的采樣率。

圖4.轉(zhuǎn)換器和放大器電路的失真和噪聲。

串聯(lián)電阻器有助于：大多數(shù)應(yīng)用受益于AD8011輸出和AD876VIN引腳之間的串聯(lián)電阻，以將AD8011的輸出級(jí)與AD876的輸入電容隔離開(kāi)來(lái)，并限制運(yùn)算放大器必須提供的峰值電流。低至33 Ω（圖4a）大大降低了THD（從-47dB到-64 dB），并增加了SNR（從58dB增加到60 dB）和SFDR（從48dB增加到68 dB）;可以使用高達(dá) 500 Ω，而不會(huì)因非線性容性負(fù)載而增加失真。小串聯(lián)電阻也改善了建立時(shí)間;如果沒(méi)有它，ADC的容性負(fù)載直接施加在放大器的輸出端，會(huì)導(dǎo)致放大器的響應(yīng)出現(xiàn)一些峰值，并且建立速度變慢。但是，考慮到ADC的輸入電容、雜散和任何增加的電容，增加電阻會(huì)通過(guò)低通濾波降低帶寬。500 Ω 和 20 pF 的頻率約為 3 MHz，為 -16 dB。

分流電容限制噪聲：AD876的全功率帶寬至少為150 MHz，噪聲帶寬甚至更大。頻率>采樣速率1/2的寬帶輸入噪聲將被混疊回基帶，并將降低數(shù)字化信號(hào)的SNR。對(duì)于噪聲敏感型應(yīng)用，帶串聯(lián)電阻的并聯(lián)電容（圖2）可在AD876輸入端濾除高頻外部噪聲。

圖4b顯示了使用100 Ω串聯(lián)電阻和各種分流電容時(shí)的噪聲和失真。SFDR相對(duì)不受影響，保持在66至68 dB范圍內(nèi)。但是，對(duì)于50 pF至200 pF范圍內(nèi)的電容，THD大幅增加（從-65至-62 dB），SNR大幅降低（從59降至低至52 dB）。SNR降低是由未完全穩(wěn)定的保持到跟蹤瞬變的毛刺引起的高次諧波混疊引起的;在876b條件下，它們?cè)贏D4輸出端的基帶信號(hào)中顯示為噪聲。

對(duì)于更高的并聯(lián)電容值，SNR會(huì)大大提高，但代價(jià)是帶寬。（例如）200 pF時(shí)，整個(gè)系統(tǒng)的-3 dB帶寬降至約8 MHz，輸入信號(hào)中的任何快速瞬變?cè)趩蝹€(gè)轉(zhuǎn)換周期內(nèi)都可能無(wú)法穩(wěn)定到10位精度。

當(dāng)使用串聯(lián)R和并聯(lián)C來(lái)優(yōu)化系統(tǒng)行為時(shí)，考慮應(yīng)用的目標(biāo)非常重要。如果動(dòng)態(tài)性能在寬輸入頻率范圍內(nèi)至關(guān)重要，則最好使用20 Ω串聯(lián)電阻將分流電容保持在100 pF以下。如果要優(yōu)化噪聲性能，請(qǐng)考慮更長(zhǎng)的RC時(shí)間常數(shù)，以及是否可以用瞬態(tài)響應(yīng)換取低噪聲。在任何情況下，在AD10采樣時(shí)鐘進(jìn)行跟蹤保持轉(zhuǎn)換之前，輸入有時(shí)間建立至876位精度，性能最佳。還要記住，AD8011非常安靜，可以在早期階段濾除寬帶噪聲，而不必?fù)?dān)心AD8011噪聲會(huì)降低SNR。

審核編輯：郭婷