摘要

要測(cè)試精密儀器儀表，需要使用超低失真、低噪聲、高性能的信號(hào)發(fā)生器。新的產(chǎn)品通常需要保證性能指標(biāo)在較高的水平。有些參考設(shè)計(jì)（例如ADMX1002）利用高性能精密數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)簡(jiǎn)化了這一任務(wù)，這些轉(zhuǎn)換器具有出色的精度和分辨率水平。1此外，加入一種創(chuàng)新數(shù)字預(yù)失真算法可以進(jìn)一步增強(qiáng)測(cè)試信號(hào)的保真度，從而以低成本的小尺寸實(shí)現(xiàn)出色的低失真信號(hào)。

簡(jiǎn)介

隨著精密模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)和高保真音頻設(shè)備（CODEC、MEMS麥克風(fēng)等）不斷發(fā)展，越來(lái)越需要在自動(dòng)化測(cè)試設(shè)備(ATE)中生成高性能的音頻和任意信號(hào)。要描述、驗(yàn)證和測(cè)試這些設(shè)備的直流和交流特性，需要使用多種高性能儀器儀表，這導(dǎo)致開(kāi)發(fā)和生產(chǎn)測(cè)試成本增加，有時(shí)候會(huì)令人望而卻步或限制測(cè)試覆蓋范圍。

在可能的情況下，測(cè)試工程師會(huì)開(kāi)發(fā)內(nèi)部解決方案作為替代方案，但這種做法非常耗費(fèi)時(shí)間和資源。有些參考設(shè)計(jì)，例如ADMX1002超低失真信號(hào)發(fā)生器模塊，旨在提供一種替代方案，以加快這一開(kāi)發(fā)過(guò)程。

圖1.ADMX1002超低失真和低噪聲信號(hào)發(fā)生器。

ADMX1002解決了硬件和嵌入式軟件開(kāi)發(fā)挑戰(zhàn)。除了通過(guò)簡(jiǎn)單的串行接口簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)復(fù)雜性以外，它還可以自動(dòng)生成多個(gè)正弦波和任意波形。此外，通過(guò)采用創(chuàng)新的數(shù)字預(yù)失真算法，ADMX1002進(jìn)一步提高了信號(hào)鏈中的DAC和放大器性能。

高性能混合信號(hào)測(cè)試需求

現(xiàn)代ADC和其他混合信號(hào)器件經(jīng)常需要使用一個(gè)源來(lái)測(cè)試高性能直流和交流特性。在所有情況下，源的性能都必須優(yōu)于被測(cè)設(shè)備(DUT)的性能。

執(zhí)行直流測(cè)試是為了確保無(wú)失碼，并且驗(yàn)證差分非線性(DNL)、積分非線性(INL)、偏置和增益誤差。這些測(cè)試需要利用低噪聲和高分辨率的直流耦合單發(fā)線性信號(hào)（例如斜坡信號(hào)）來(lái)表征INL和DNL性能。在這種類型的測(cè)試中，需要達(dá)到高分辨率，以便執(zhí)行ADC中的所有可用代碼。

交流測(cè)試驗(yàn)證總諧波失真(THD)、信納比(SINAD)和無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)等參數(shù)。這些測(cè)試通常使用超高質(zhì)量的信號(hào)音（正弦波）進(jìn)行，這意味著，其中不能包含高于目標(biāo)規(guī)格的任何諧波成分。為了完成這項(xiàng)任務(wù)，測(cè)試工程師可以采用定制的濾波器來(lái)消除測(cè)試信號(hào)中不需要的失真產(chǎn)物，但這會(huì)增加系統(tǒng)的復(fù)雜性和成本。但是，來(lái)自源的寬帶噪聲很難在相關(guān)信號(hào)周圍進(jìn)行濾波。來(lái)自源的噪聲需要低于被測(cè)ADC的本底噪聲，確保不會(huì)降低預(yù)期的測(cè)量目標(biāo)。

下方的數(shù)據(jù)手冊(cè)匯總列出了高性能ADC的發(fā)布規(guī)格：AD4020/AD4021/AD4022、ADAQ23878和AD7134，如表1所示。根據(jù)此表，可以看出，我們的目標(biāo)是得出優(yōu)于–123 dBc的THD。

表1.高性能精密ADC規(guī)格示例

Key Design Considerations for Low Distortion: Resolution and Linearity

低失真設(shè)計(jì)的關(guān)鍵考慮因素：分辨率和線性度

失真可以表示為在任何給定點(diǎn)上信號(hào)幅度的誤差。這些誤差導(dǎo)致信號(hào)偏離其理想的信號(hào)形狀。對(duì)于數(shù)字合成信號(hào)，想要準(zhǔn)確表示相關(guān)信號(hào)的每個(gè)樣本，關(guān)鍵在于采用真正的高分辨率DAC，保證線性度達(dá)到最低有效位(LSB)。由于INL和DNL是量化轉(zhuǎn)換器與其理想轉(zhuǎn)換函數(shù)之間的偏差的指標(biāo)，這些線性度誤差會(huì)直接影響到高保真信號(hào)的再現(xiàn)。

由于周期信號(hào)的失真通常用THD表示，我們需要量化分辨率和INL對(duì)THD的影響，以選擇合適的精密DAC。為了觀察低THD，需要采用低本底噪聲，這意味著需要高信噪比(SNR)。從根本上說(shuō)，轉(zhuǎn)換器的信噪比受到量化噪聲的限制。一般認(rèn)為，信噪比和分辨率的關(guān)系表達(dá)式如下所示

其中N為轉(zhuǎn)換器中可用的位數(shù)，fs為采樣率，BW為測(cè)量帶寬。2從表1可以看出，我們所需的信噪比至少要優(yōu)于100.5 dB，最好是其3倍，約為110 dB。假設(shè)帶寬達(dá)到第一個(gè)奈奎斯特區(qū)域，那么在110 dB信噪比時(shí)，所需的分辨率為18位。

接下來(lái)，我們需要量化INL和THD之間的關(guān)系。為此，我們假設(shè)DAC具有弱二階INL。它的轉(zhuǎn)換函數(shù)可以用以下這個(gè)多項(xiàng)式表示

其中y是DAC的輸出（單位：伏特），x是輸入代碼。第一項(xiàng)的系數(shù)a表示輸入代碼和輸出電壓的理想關(guān)系因數(shù)。第二項(xiàng)表示INL，其系數(shù)b比a小得多。使用此DAC生成余弦信號(hào)x(t) = cos(ωt)，會(huì)導(dǎo)致在輸出中

We can express the signal at the output of the DAC as

可以將DAC輸出端的信號(hào)表示為

第二項(xiàng)現(xiàn)在顯示第二次諧波失真(HD2)。這種關(guān)系表明，INL會(huì)對(duì)生成低失真信號(hào)產(chǎn)生基本限制。這一分析也適用于生成高階諧波失真分量的高階INL項(xiàng)。例如，增加幅度c的三階非線性項(xiàng)，導(dǎo)致在信號(hào)3中：

假設(shè)我們采用18位DAC（根據(jù)信噪比計(jì)算），以及2 LSB三階INL，那么三階諧波導(dǎo)致的失真預(yù)計(jì)為

這與我們優(yōu)于–123 dBc的設(shè)計(jì)目標(biāo)相差甚遠(yuǎn)。再增加兩個(gè)位，可以將這一失真再降低12 dB，達(dá)到–126 dBc。這意味著，要實(shí)現(xiàn)我們的失真目標(biāo)，至少需要1個(gè)具有20位分辨率的DAC。

信號(hào)產(chǎn)生路徑的設(shè)計(jì)

要設(shè)計(jì)一個(gè)能夠滿足失真和噪聲要求的源，首先需要幾個(gè)關(guān)鍵組件：DAC和其基準(zhǔn)電壓電路?？梢允褂肁D5791 20位精密DAC達(dá)成這一目標(biāo)。 它的高分辨率和線性度優(yōu)于1 LSB，保證在使用10 V輸出電壓時(shí)，能夠以高準(zhǔn)確度再現(xiàn)誤差小于10 μV的信號(hào)電平。

圖2.ADMX1002框圖。

輸出信號(hào)路徑的簡(jiǎn)化示意圖如圖2所示。兩個(gè)AD5791采用相反的極性來(lái)實(shí)現(xiàn)全差分路徑，進(jìn)一步提高信噪比，并從接地引起的串?dāng)_中解耦相關(guān)信號(hào)。低噪聲基準(zhǔn)電壓源（例如LTC6655）和AD8676精密運(yùn)算放大器結(jié)合，提供每個(gè)AD5791的高線性雙極運(yùn)行所需的正負(fù)基準(zhǔn)電壓電平。

由于AD5791采用高精度結(jié)構(gòu)，在使用精密DAC生成信號(hào)時(shí)，遇到的常見(jiàn)挑戰(zhàn)在于代碼轉(zhuǎn)換期間生成的毛刺能源。4毛刺會(huì)使生成的信號(hào)的時(shí)域特征變形，給DUT提供多余的能量。對(duì)于周期信號(hào)，這些毛刺會(huì)在頻域中產(chǎn)生與基頻信號(hào)音諧波相關(guān)的雜散成分。要解決這一問(wèn)題，可以對(duì)毛刺能量進(jìn)行濾波，這會(huì)大大降低信號(hào)帶寬和源的建立時(shí)間。有一種更好的解決方案是基于采樣保持電路5實(shí)施去毛刺電路，且采用低電荷模擬注入開(kāi)關(guān)，例如ADG1236和AD8676運(yùn)算放大器。

圖3顯示在使用去毛刺電路之后（頂部）和之前（底部）的10 kHz方波。底部曲線顯示AD5791輸出端出現(xiàn)的代碼轉(zhuǎn)換毛刺。DAC和去毛刺電路的更新速率為1 MHz。來(lái)自開(kāi)關(guān)的剩余電荷注入與產(chǎn)生的信號(hào)不是諧波相關(guān)的，可以被輸出端的重構(gòu)濾波器輕松濾波。

圖3.去毛刺電路操作。時(shí)間標(biāo)尺：5 μs/div靈敏度：5 mV/div測(cè)量帶寬：50 MHz。

從去毛刺電路生成的信號(hào)在到達(dá)輸出端之前，會(huì)被一個(gè)采用ADA4945-1全差分放大器(FDA)的多級(jí)六階低通濾波器濾波。這種高階重構(gòu)濾波器用于消除來(lái)自去毛刺電路以及超出第一個(gè)奈奎斯特區(qū)域的鏡像中的剩余能量，該能量可能重新混疊到DUT的輸入頻譜中。6 ADA4945-1采用差分輸出來(lái)滿足現(xiàn)代ADC的輸入要求。此外，每個(gè)ADA4945-1只貢獻(xiàn)1.8 nV/√Hz噪聲，通過(guò)得到保證的0.5 μV/°C失調(diào)漂移實(shí)現(xiàn)高精度。

數(shù)字預(yù)失真

數(shù)字預(yù)失真(DPD)技術(shù)用于盡可能降低信號(hào)路徑中的分量帶來(lái)的非線性度。DPD需要事先知道需要修正的誤差值，以便在操作過(guò)程中從信號(hào)中減去這些誤差。所以，必須首先對(duì)信號(hào)路徑進(jìn)行測(cè)量。

量信號(hào)路徑誤差時(shí)的挑戰(zhàn)在于測(cè)量路徑的失真需要低于源路徑；否則，來(lái)自測(cè)量路徑的誤差將會(huì)增加到源中，使其性能降低。即使使用優(yōu)質(zhì)的ADC和放大器，這也很難實(shí)現(xiàn)。例如，作為一款20位ADC，LTC2378-20具有行業(yè)較高的內(nèi)在線性度，可以保證±2 ppm INL，這是AD5791的INL的2倍。這意味著不可能通過(guò)簡(jiǎn)單地將轉(zhuǎn)換函數(shù)的多個(gè)點(diǎn)數(shù)字化來(lái)測(cè)量源路徑的轉(zhuǎn)換函數(shù)誤差。我們需要一種更好的方法。

ADMX1002采用一種專利DPD算法，提高了用于糾正源誤差的測(cè)量路徑的線性度。因?yàn)槟繕?biāo)是降低正弦波形的失真，所以源會(huì)在測(cè)量階段生成一個(gè)單頻信號(hào)音。位于ADC之前的DPD檢測(cè)路徑增強(qiáng)了基于這種信號(hào)的路徑的總體線性度。

利用波形的多個(gè)數(shù)字化段來(lái)重建數(shù)字域中的信號(hào)，然后與數(shù)學(xué)模型進(jìn)行比較。從該操作中提取校正參數(shù)，并將其用于生成正弦波。這個(gè)過(guò)程需要進(jìn)行多次迭代，以排除可能破壞結(jié)果的隨機(jī)誤差。一旦該算法確定了最佳校正，它會(huì)停止，并將最后一次迭代中使用的參數(shù)存儲(chǔ)起來(lái)，用于信號(hào)生成。該算法的簡(jiǎn)化流程圖如圖4所示。

圖4.ADMX1002中采用數(shù)字預(yù)失真產(chǎn)生的波形。

由于該校正特定于正在生成的信號(hào)，所以必須為具有不同幅度和頻率的任何其他信號(hào)執(zhí)行此分析。為了縮短在ATE系統(tǒng)中設(shè)置不同波形所需的時(shí)間，可以將處理后的波形數(shù)據(jù)存儲(chǔ)在板載閃存中，以便隨時(shí)調(diào)取。ADMX1002可以存儲(chǔ)多達(dá)15種不同的波形，也包括雙音或任意模式。

沒(méi)有DPD的信號(hào)鏈的失真和噪聲性能如圖5的頻譜所示。在同樣的裝置中，DPD算法的效果如圖6所示，其THD總值超過(guò)–130 dBc。比起不帶DPD的硬件得出的–115 dBc，實(shí)現(xiàn)了15 dB改善。

圖5.ADMX1002的頻譜，生成2 V rms，1 kHz，不帶DPD。

圖6.ADMX1002的頻譜，生成2 V rms，1 kHz，帶DPD。

除了DPD算法，幅度校正算法使用DPD檢測(cè)路徑來(lái)補(bǔ)償重構(gòu)濾波器對(duì)源路徑施加的衰減。

整個(gè)系統(tǒng)的處理、連接和控制均是通過(guò)SoC執(zhí)行的，其中包括帶有Arm?核心處理器的FPGA結(jié)構(gòu)。執(zhí)行的任務(wù)包括：

?波形頻率合成

?預(yù)失真算法執(zhí)行

?非易失性模式存儲(chǔ)器管理

?去毛刺電路的精準(zhǔn)時(shí)間控制

?數(shù)據(jù)流傳輸?shù)?a href="http://www.brongaenegriffin.com/tags/數(shù)模轉(zhuǎn)換器/" target="_blank">數(shù)模轉(zhuǎn)換器

?模擬前端開(kāi)關(guān)的控制

?電源軌控制和排序

?主機(jī)接口：SPI、狀態(tài)、并行控制

額外的DDR3 SDRAM支持SoC處理任務(wù)，例如直接將數(shù)據(jù)流傳輸至數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器。

為系統(tǒng)供電

在將所有組件組合在一起時(shí)，硬件設(shè)計(jì)師始終會(huì)面臨在整個(gè)系統(tǒng)中布設(shè)高性能電源軌的現(xiàn)實(shí)問(wèn)題。數(shù)字組件通常需要在負(fù)載點(diǎn)調(diào)節(jié)多個(gè)低壓電源軌，而模擬和混合信號(hào)器件需要與數(shù)字組件的功率轉(zhuǎn)換適當(dāng)解耦，并使用低噪聲電源軌供電。為了簡(jiǎn)化這一任務(wù)，ADMX1002集成一個(gè)完整的電源子系統(tǒng)，由低壓差(LDO)調(diào)節(jié)器和電力監(jiān)控器組成，從而無(wú)需生成多個(gè)電源軌。

LDO調(diào)節(jié)器消除了來(lái)自上游開(kāi)關(guān)模式電源的多余紋波，防止敏感的模擬電路拾取原本會(huì)在輸出頻譜中觀察到的雜散。此外，SoC的關(guān)鍵電源軌是使用LTC2962來(lái)監(jiān)控的，該器件可以生成電源良好信號(hào)，供主機(jī)系統(tǒng)輪詢以用于診斷?？傮w來(lái)說(shuō)，ADMX1002只需要主機(jī)提供三條大功率電源軌：+3.3 V、+9.0 V和–9.0 V。簡(jiǎn)化的電力樹(shù)如圖7所示。

圖7.ADMX1002電力樹(shù)。

使用LTM8049之后，從正極電源軌（例如計(jì)算機(jī)測(cè)試系統(tǒng)中的常用電源軌+12 V）生成低噪聲±9.0 V電源軌的操作會(huì)很簡(jiǎn)單，無(wú)需使用外部磁性組件或復(fù)雜的布局。同樣，可以使用LTM8063將電壓從+12 V降低至+3.3 V?？梢允褂妙~外的LDO穩(wěn)壓器（例如ADM7172-3.3、LT1965和LT3015）確保紋波電流不會(huì)流入緊湊型ADMX1002中，保持干凈的輸出頻譜。該配置如圖8中的框圖所示，在EVAL-ADMX1002FMCZ評(píng)估板得到采用。

圖8.EVAL-ADMX100XFMCZ電力樹(shù)。

結(jié)論

本文證實(shí)，利用精心設(shè)計(jì)的信號(hào)路徑和信號(hào)處理技術(shù)，可以滿足對(duì)ADC和音頻測(cè)試的要求。要實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)，需要使用高分辨率DAC，注意確保沒(méi)有毛刺進(jìn)入輸出，并實(shí)施帶有低失真放大器的重構(gòu)濾波器。通過(guò)實(shí)施利用混合信號(hào)算法優(yōu)化的數(shù)字反饋路徑，可以進(jìn)一步改善性能，以實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)確的信號(hào)重構(gòu)。此外，可以通過(guò)一種創(chuàng)新的數(shù)字預(yù)失真算法提取諧波失真信息，用于合成波形，以補(bǔ)償源路徑中的失真。