過(guò)采樣和平均可以降低寬帶噪聲的rms貢獻(xiàn)，但代價(jià)是犧牲了更高的數(shù)據(jù)速率，且功耗較高，但過(guò)采樣不會(huì)降低噪聲頻譜密度，同時(shí)它對(duì)1/f區(qū)內(nèi)的噪聲無(wú)影響。此外，為避免來(lái)自后級(jí)的噪聲貢獻(xiàn)，就需要采用較大的前端增益，從而降低了系統(tǒng)帶寬。如果沒有隔離，那么所有的接地反彈或干擾都會(huì)出現(xiàn)在輸出端，并有可能破壞放大器及其輸入信號(hào)的低內(nèi)部噪聲的局面。表現(xiàn)良好的低噪聲儀表放大器可以簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)，并降低共模電壓、電源波動(dòng)和溫度漂移引起的殘留誤差。

低噪聲儀表放大器AD8428提供2000 精確增益，具備解決這些問(wèn)題所必須的一切特性。AD8428 具有5 ppm/°C最大增益漂移、0.3 μV/°C最大失調(diào)電壓漂移、140 dB最小CMRR至60 Hz（120 dB最小值至50 kHz）、130 dB最小PSRR和3.5 MHz帶寬，適合低電平測(cè)量系統(tǒng)。引人注目的是該器件的1.3 nV/ Hz電壓噪聲(1 kHz)和40 nV p-p噪聲（0.1 Hz至10 Hz）性能，在極小信號(hào)下具有高信噪比。兩個(gè)額外的引腳可讓設(shè)計(jì)人員改變?cè)鲆婊蛟黾?a href="http://www.brongaenegriffin.com/tags/濾波器/" target="_blank">濾波器來(lái)降低噪聲帶寬。這些濾波器引腳還提供了降低噪聲的獨(dú)特方法。

圖1 顯示的電路配置可進(jìn)一步降低系統(tǒng)噪聲。四個(gè)AD8428 的輸入和濾波引腳互相短接，降低噪聲至原來(lái)的二分之一。可以使用任意一個(gè)儀表放大器的輸出來(lái)保持低輸出阻抗。此電路可以擴(kuò)展從而降低噪聲，降低的倍數(shù)為所用放大器數(shù)的平方根。

圖1. 使用四個(gè)AD8428 儀表放大器的降噪電路

每一個(gè)AD8428 產(chǎn)生1.3 nV/ Hz折合到輸入(RTI)的典型頻譜噪聲，該噪聲與其他放大器產(chǎn)生的噪聲不相關(guān)。不相關(guān)的噪聲源以方和根(RSS)的方式疊加到濾波器引腳。另一方面，輸入信號(hào)為正相關(guān)。每一個(gè)AD8428 都響應(yīng)信號(hào)在濾波器引腳上生成相同的電壓，因此連接多個(gè)AD8428 不會(huì)改變電壓，增益保持為2000。

針對(duì)圖2電路簡(jiǎn)化版本的分析表明，將兩個(gè)AD8428以此方式連接可以降低噪聲，降低的倍數(shù)為2。每一個(gè)AD8428的噪聲都可以在+IN引腳上建模。為了確定總噪聲，可以將輸入接地，并使用疊加來(lái)組合噪聲源。

噪聲源en1經(jīng)200差分增益放大，并到達(dá)前置放大器A1的輸出端。就這部分的分析而言，輸入接地時(shí)，前置放大器A2的輸出端無(wú)噪聲。前置放大器A1每個(gè)輸出端與相應(yīng)前置放大器A2輸出端之間的6 kΩ/6 kΩ電阻分頻器可以采用戴維寧等效電路替代：前置放大器A1輸出端噪聲電壓的一半以及一個(gè)3 kΩ串聯(lián)電阻。這部分就是降低噪聲的機(jī)制。完整的節(jié)點(diǎn)分析表明，響應(yīng)e_n1的輸出電壓為1000 × e_n1。由于對(duì)稱，因此響應(yīng)噪聲電壓e_n2的輸出電壓為1000 × e_n2。e_n1和e_n2幅度都等于e_n，并且將作為RSS疊加，導(dǎo)致總輸出噪聲為1414 × e_n。

圖2. 噪聲分析簡(jiǎn)化電路模型

為了將其折合回輸入端，就必須驗(yàn)證增益。假設(shè)在+INPUT和–INPUT之間施加差分信號(hào)VIN。A1第一級(jí)輸出端的差分電壓等于VIN × 200。同樣的電壓出現(xiàn)在前置放大器A2的輸出端，因此沒有分頻信號(hào)進(jìn)入6 kΩ/6 kΩ分頻器，并且節(jié)點(diǎn)分析表明輸出為VIN × 2000。因此，總電壓噪聲RTI為e_n× 1414/2000，等效于e_n/2。使用AD8428的1.3 nV/Hz典型噪聲密度，則兩個(gè)放大器配置所產(chǎn)生的噪聲密度約為0.92 nV/Hz。

使用額外的放大器之后，濾波器引腳處的阻抗發(fā)生改變，進(jìn)一步降低噪聲。例如，如圖1所示使用四個(gè)AD8428，則前置放大器輸出端到濾波器引腳之間的6 kΩ電阻后接三個(gè)6 kΩ電阻，分別連接每一個(gè)無(wú)噪聲前置放大器的輸出端。這樣便有效地創(chuàng)建了6 kΩ/2 kΩ電阻分頻器，將噪聲進(jìn)行四分頻處理。因此，正如預(yù)測(cè)的那樣，四個(gè)放大器的總噪聲便等于en/2。

主要的權(quán)衡取舍來(lái)自功耗與噪聲。AD8428具有極高的噪聲-功耗效率，輸入噪聲密度為1.3 nV/Hz（6.8 mA最大電源電流）。為了進(jìn)行對(duì)比，考慮低噪聲AD797運(yùn)算放大器——該器件需要10.5 mA最大電源電流來(lái)達(dá)到0.9 nV/Hz。一個(gè)分立式G = 2000低噪聲儀表放大器采用兩個(gè)AD797運(yùn)算放大器和一個(gè)低功耗差動(dòng)放大器構(gòu)建，需要使用21 mA以上電流，實(shí)現(xiàn)兩個(gè)運(yùn)算放大器和一個(gè)30.15 Ω電阻貢獻(xiàn)的1.45 nV/Hz噪聲RTI性能。

除了很多放大器并聯(lián)連接使用的電源考慮因素外，設(shè)計(jì)人員還必須考慮熱環(huán)境。采用±5 V電源的單個(gè)AD8428因內(nèi)部功耗會(huì)使溫度上升約8°C。如果很多個(gè)器件靠近放置，或者放置在封閉空間，則它們之間會(huì)互相傳導(dǎo)熱量，需考慮使用熱管理技術(shù)。

SPICE電路仿真雖然不能代替原型制作，但作為驗(yàn)證此類電路構(gòu)想的第一步很有用。若要驗(yàn)證此電路，可以使用ADIsimPE仿真器和AD8428 SPICE宏模型仿真兩個(gè)器件并聯(lián)時(shí)的電路性能。圖3中的仿真結(jié)果表明該電路的表現(xiàn)與預(yù)期一致：增益為2000，噪聲降低30%。

圖3. SPICE仿真結(jié)果

在工作臺(tái)上測(cè)量四個(gè)AD8428組成的完整電路。測(cè)得的RTI噪聲頻譜密度為0.7 nV/Hz (1 kHz)，0.1 Hz至10 Hz范圍內(nèi)具有25 nV p-p。這比很多納伏電壓表的噪聲都要更低。測(cè)得的噪聲頻譜和峰峰值噪聲分別如圖4和圖5所示。

圖4. 圖1中電路的電壓噪聲頻譜測(cè)量值

圖5. 圖1中電路測(cè)得的0.1 Hz至10 Hz RTI噪聲

納伏級(jí)靈敏度目標(biāo)非常難以達(dá)成，會(huì)遇到很多設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)。對(duì)于需要低噪聲和高增益的系統(tǒng)，AD8428儀表放大器具有實(shí)現(xiàn)高性能設(shè)計(jì)所需的特性。此外，該器件獨(dú)特的配置允許將這個(gè)不尋常的電路加入其納伏級(jí)工具箱內(nèi)。