本文研究了圍繞運算放大器和儀表放大器構建的電流源的操作和動態(tài)性能。如下圖所示，運算放大器反饋環(huán)路中的儀表放大器使運算放大器的輸出產(chǎn)生的負載電流與負載電阻無關。

該電路具有高精度和良好的動態(tài)性能，并且在控制輸入電壓和產(chǎn)生的負載電流之間提供了簡單明了的關系。在討論拓撲的操作和動態(tài)性能之前，將先討論LTspice中得電路。

LTspice實現(xiàn)

LTspice版本的電路如下所示。

LTspice包含了原始設計中使用的精確組件的宏模型。如果想在這個電路中加入不同的放大器，強烈建議選擇帶有宏模型的部件。我的直覺告訴我，這是在構建之前應該模擬的那種電路；如您所見，LT1102的引腳2和引腳7當前已斷開連接。這將器件配置為固定增益為100，并且得到的傳遞函數(shù)為I LOAD=VCNTRL/（R1×100）。

如果將引腳2連接到地，引腳7連接到引腳8，LT1102的增益將為10，在這種情況下，傳遞函數(shù)變?yōu)镮LOAD=VCNTRL/（R1×10）；上圖中顯示的控制電壓是一個斜坡，在100 ms的時間內(nèi)從-5 V延伸到+5 V。該控制電壓將用于演示電路的低頻性能。

低頻操作

下圖顯示了電流源對緩慢變化的輸入電壓的反應。正如預期的那樣，負載電流從-5 mA線性增加到+5 mA。

將數(shù)學傳遞函數(shù)應用于控制電壓，繪制出理論輸出電流與模擬輸出電流之差，可以估計電路的低頻精度。

所看到的誤差大約是45μV，在-5伏到+5伏的輸入電壓范圍內(nèi)只有微小的變化?？紤]到兩個放大器中存在的各種非理想情況，這對我來說似乎相當不錯（盡管我不知道這些非理想性如何被整合到宏模型中）。

但是，該誤差假定R1 恰好為10Ω。由于R1（與儀表放大器的增益一起）決定了控制電壓和輸出電流之間的比例常數(shù)，如果希望實際傳遞函數(shù)復制理論傳遞，則必須使用極低容差的電阻。另一方面，如果這是用于一次性項目或原型或其他類似項目，可以簡單地測量R1的電阻，然后根據(jù)測量的電阻值而不是理想值生成控制電壓。運行了一些具有不同負載電阻值的仿真，總趨勢是隨著負載電阻的增加誤差減小。例如，R LOAD =600Ω時的誤差約為19μV。

動態(tài)性能

該電流源基于負反饋，其本身涉及與穩(wěn)定行為相關的一些延遲，并且放大器具有帶寬和轉(zhuǎn)換速率限制。因此，我們不應期望該電路將快速輸入電壓變化轉(zhuǎn)換為同樣快速的輸出電流變化。但是，考慮到所有因素，輸出具有很好的再現(xiàn)控制電壓突變的能力，要注意這些突然的變化不會產(chǎn)生過多的振幅。為了模擬動態(tài)響應，將電壓源更改為從0 V到5 V的脈沖，上升/下降時間為1μs。輸入信號和產(chǎn)生的輸出電流信號如下所示。

RLOAD=600Ω時的動態(tài)性能。

Linear Tech應用程序?qū)⒋穗娐返膭討B(tài)響應描述為“受控”。輸出電流以均勻的方式（0.65 mA /μs的斜率）增加和減少。上升沿或下降沿沒有振幅，過沖幅度非常低。一個有趣的細節(jié)如下圖所示。在下降沿之后，輸出電流需要（相對）長的時間才能返回到0 mA的預期值。

C=0.05μF時的恢復行為。

可以通過減小電容值來縮短恢復時間，但這會導致瞬態(tài)響應不那么“受控”：

C=0.005μF時的恢復行為。