我們將學(xué)習(xí)如何使用比較器IC控制電機(jī)速度。與使用555定時(shí)器IC的普通電機(jī)速度控制器相比，該電路具有優(yōu)勢(shì)，即它可以保護(hù)MOSFET免受短路。這種速度控制分三個(gè)階段使用兩種方法完成：可變開關(guān)頻率和可變脈寬調(diào)制。階段說明如下：

我們將首先產(chǎn)生必要頻率的方波脈沖，即開關(guān)頻率。

我們將在第二階段創(chuàng)建所需寬度的PWM脈沖。脈沖寬度將被修改以調(diào)節(jié)電機(jī)開啟的時(shí)間長(zhǎng)度，從而實(shí)現(xiàn)變速控制。

最后，我們?cè)诘谌街袉?dòng)電機(jī)驅(qū)動(dòng)。

PWM直流電機(jī)調(diào)速器電路的電路說明

比較器IC ：

比較器IC的介紹、其主要參數(shù)及其應(yīng)用在以下方面進(jìn)行了說明： 比較器IC |參數(shù)和應(yīng)用。在這個(gè)直流電機(jī)速度控制器項(xiàng)目中，將使用 LM339 比較器
IC，其中包含四個(gè)獨(dú)立的電壓比較器，其中我們?cè)谠擁?xiàng)目中使用了兩個(gè)比較器。

如果您需要在較短的響應(yīng)時(shí)間內(nèi)生成多個(gè)振蕩信號(hào)或同時(shí)執(zhí)行多個(gè)比較器操作，LM339
是一個(gè)不錯(cuò)的選擇。如圖1所示，電壓比較器確定兩個(gè)輸入電壓之間的差值，并簡(jiǎn)單地輸出正或負(fù)飽和限值。由于比較器的輸出針對(duì)飽和度進(jìn)行了調(diào)整，因此與1位ADC非常相似。輸出邏輯電平（即+Vcc/-Vcc或+Vsat/-Vsat）由施加在比較器電源軌中的電壓決定。

比較器作為方波振蕩器

在 LM339 的幫助下，我們可以構(gòu)建一個(gè)頻率為幾兆赫茲的振蕩器。使用最小分量的對(duì)稱方波發(fā)生器如圖 1
所示。振蕩器的頻率由電阻R14和電容C1的RC時(shí)間常數(shù)決定，其中環(huán)路的總滯后由分壓電阻R2、R3和正反饋電阻R5設(shè)置。最初，振蕩器的輸出為高電平，然后電容器開始通過負(fù)反饋電阻R12充電。電阻R11是一個(gè)上拉電阻，用于確保輸出電壓在高電平狀態(tài)下一直上升到+Vcc。該電阻器還避免了輸出波形中的交越失真。在選擇此電阻器時(shí)，請(qǐng)記住其值必須非常低。

數(shù)學(xué)計(jì)算涉及頻率計(jì)算

正輸入引腳上的電壓

從上圖中我們可以看出

R2 = R3 = R5

因此

當(dāng)電容C1的電壓達(dá)到V+時(shí)，比較器的輸出切換到地，即0V。之后，電容器開始放電，直到電容器的電壓通過相同的電阻器（即 R12）達(dá)到 V+ 的一半，即
（）。之后，比較器的輸出切換到+Vcc，因此電容器開始充電。這個(gè)過程是連續(xù)的。

V+的表達(dá)式可以表示為：

重新排列等式

取兩邊的自然對(duì)數(shù)

這是電容器C1的充電時(shí)間段的表達(dá)式。電容器C1的充電時(shí)間和放電時(shí)間相同。

總時(shí)間段是電容器C1的充電時(shí)間和放電時(shí)間之和。因此

總時(shí)間段 = t1 + t2 = 2t1

因此.

頻率 。

從圖中可以看出，電阻R=330K，電容C=10nF。通過將 RC 的值放在等式 1 中，我們可以計(jì)算頻率的值

可變脈沖發(fā)生器

可變脈沖發(fā)生器的電路如圖所示。一個(gè)100K的可變電阻與一個(gè)10K電阻串聯(lián)。如圖所示，這兩個(gè)串聯(lián)電阻網(wǎng)絡(luò)并聯(lián)到負(fù)反饋電阻R12。對(duì)于可變脈沖，跳線應(yīng)短路，對(duì)于固定脈沖，跳線應(yīng)開路。

條件 1：當(dāng)可變電阻器在最小側(cè)的游標(biāo)時(shí)

總串聯(lián)電阻 = 10K + 0K = 10K（可變電阻的游標(biāo)在最小側(cè)）

有效反饋電阻 = 330K ||10 K = 9705.88 .

最大頻率

條件 2：當(dāng)可變電阻器在最大側(cè)的游標(biāo)

總串聯(lián)電阻 = 10K + 100K = 110K

有效反饋電阻 = 330K ||110K = 82.5K

最大頻率

因此，通過調(diào)整可變電阻器，可以實(shí)現(xiàn) 870Hz 和 7.4 kHz 之間的任何輸出頻率。

在這里，在本電路中，我們使用的是可變方波脈沖發(fā)生器，如圖3所示。直流電機(jī)調(diào)速器的電路如圖4所示。

PWM脈沖觸發(fā)的速率由我們剛剛計(jì)算的工作頻率（F）（脈沖上升沿）決定。因此，方波工作頻率越大，脈沖產(chǎn)生過程越快，最終影響電機(jī)轉(zhuǎn)速。

比較器作為脈寬調(diào)制器：

在這里，我們采用 LM339 IC 的第二個(gè)電壓比較器（即
IC1：A）作為脈寬調(diào)制器。使用電阻R10、VR15和R6為IC1：A比較器的同相輸入（+）提供可調(diào)基準(zhǔn)電壓（Vref），如圖4所示。相反，前一個(gè)比較器（IC1：B）的輸出被發(fā)送到反相輸入（-）。脈沖寬度調(diào)制方法如下圖5所示。Vref
電壓范圍約為 1.834V 至 10.16V，具體取決于 12V 電源和分壓器作用于 IC1：A 的同相輸入 （+）。這意味著，如果 Vref 接近
10V，則脈沖寬度接近 50%，如果 Vref 接近 2V，則脈沖寬度接近時(shí)間段的 15%。因此，調(diào)整 Vref 會(huì)導(dǎo)致脈寬調(diào)制，進(jìn)而決定電機(jī)速度。

電機(jī)切換過程：

IC1：A 比較器的反相輸入 （-） 饋送由 IC1：B
生成的所需頻率的方波信號(hào)。IC1：A的同相輸入（+）分配有固定基準(zhǔn)電壓。如圖4所示，IC1：A比較器的輸出饋入兩個(gè)晶體管BC557 （PNP）和BC547
（NPN）的組合中。

因此，每當(dāng)IC1：A輸入之間的電位差（Vd）變?yōu)樨?fù)值時(shí)，比較器輸出就會(huì)變?yōu)檫壿嫷碗娖?，從而激活PNP晶體管，同時(shí)關(guān)斷NPN晶體管。這為MOSFET（即Q1、Q2）提供了足夠的柵極電位，從而完善了電機(jī)控制的電路路徑。當(dāng)IC1：A輸入之間的電位差（Vd）變?yōu)檎龝r(shí)，比較器輸出產(chǎn)生邏輯高電平，激活NPN晶體管，同時(shí)關(guān)斷PNP晶體管。因此，MOSFET（即Q1、Q2）保持關(guān)斷狀態(tài)，從而阻止電機(jī)導(dǎo)通。這樣，就可以用變頻和變PWM方法實(shí)現(xiàn)直流電機(jī)的速度控制。電阻器
R16 和電容器 C5 充當(dāng)緩沖電路，保護(hù)電路免受電機(jī)反電動(dòng)勢(shì)的影響。LED1 用于電源指示。

PWM直流電機(jī)調(diào)速電路電源布置：

直流電源在14V和30V之間根據(jù)電機(jī)電源連接到輸入引腳。該電源通過用于控制電路的固定穩(wěn)壓器IC進(jìn)一步轉(zhuǎn)換為+12V。

PCB圖

直流電機(jī)調(diào)速器的PCB采用Altium設(shè)計(jì)軟件設(shè)計(jì)。焊料側(cè)和元件側(cè)如下圖所示。您可以從下面的鏈接下載PDF格式的實(shí)際尺寸PCB和組件側(cè)PCB。

圖 7：焊錫側(cè) PCB

圖 8：焊錫側(cè) PCB

PWM直流電機(jī)調(diào)速電路所需元器件

電阻器（除非另有說明，否則均為 1/4 瓦，± 1% 碳）

R1 = 1.8 KΩ

R2、R3、R5 = 68KΩ

R4、R7 = 2KΩ

R6、R10 = 2.7KΩ

R8、R9、R13、R17 = 10KΩ

R11 = 1k

R12 = 330k

VR14 = 100k（電位器）

VR15 = 10K（電位器）

R16 = 15歐姆（5W）

電容器

C1 = 10nF （陶瓷盤）

C2、C3、C4 = 100nF（陶瓷盤）

C5 = 68nF/400V （聚合物薄膜電容器）

C6 = 470uF/50V （電解電容）

C7 = 2200uF/50V （電解電容）

半導(dǎo)體

IC1 = LM339 四通道比較器 IC

IC2 = LM7812（系列固定穩(wěn)壓器）

D1 = 1N1004 （整流二極管）

D2 = BY500 （高功率二極管）

Q1， Q2 = IRFZ44N （MOSFET）

T1 = BC547 （通用NPN晶體管）

T2 = BC557 （通用PNP晶體管）

雜項(xiàng)

LED1 = 任何顏色的 5mm LED

用于穩(wěn)壓器和MOSFET的散熱器

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