如今隨著電子產(chǎn)品設(shè)計(jì)的日趨復(fù)雜，測試內(nèi)容也越來越復(fù)雜，人們可能不僅需要知道信號的時域特性，也想了解信號的頻域特性，或者多域的聯(lián)合特性也需要進(jìn)行測量。結(jié)果是，很可能在工作測試臺上擺滿了各種儀器：示波器、頻譜儀……等等，工作空間受到擠占，并且更重要的是測試工作變得復(fù)雜，各種儀器的復(fù)雜連接，儀器間的同步問題需要解決……。因此，對于一般的調(diào)試測量，人們希望能有一臺多功能的儀器，既能滿足時域測試的需求，又能進(jìn)行頻域的分析，甚至?xí)r頻域信號一起進(jìn)行相參的聯(lián)合調(diào)試，再甚至對于一些矢量信號也能進(jìn)行分析。示波器作為最基本的測試測量儀器被廣泛的使用，如果能融入這些分析功能，將給工程師們帶來極大的便利。目前，各示波器廠家也推出了一些多合一的示波器，技術(shù)也各不相同，不是分離的時域和頻域通道測量，就是采用軟件計(jì)算的方式進(jìn)行分析，因此也面臨一些問題。例如在頻譜分析時，我們知道RBW（分辨率帶寬）與信號的捕獲時間成反比關(guān)系，如果需要小的RBW（通俗說就是頻譜看的更精細(xì)），那就需要更長捕獲時間，采樣率必然會降低，那么對于高頻的信號將無法進(jìn)行分析。相反，如果要對高頻信號進(jìn)行分析，那么RBW將會較大，頻率分辨率將會變?nèi)?。另外，在矢量信號分析中，同樣會受到示波器存儲空間和采樣率的限制，導(dǎo)致不能對更長時間的信號進(jìn)行分析。那么對于這些測量當(dāng)中的問題，如何通過示波器設(shè)計(jì)來解決呢？本文介紹了R&S公司示波器采用的DDC（數(shù)字下變頻）技術(shù)，很好的解決了以上問題，將多域聯(lián)合測試發(fā)揮的淋漓盡致。

02

DDC介紹

DDC（Digital Down Converter）即數(shù)字下變頻，是通過NCO（數(shù)控振蕩器）產(chǎn)生與射頻或中頻信號載波相同頻率的正弦或余弦信號，與射頻或中頻信號相乘，最后通過濾波、重采樣得到基帶信號的過程。

由于數(shù)字信號處理的巨大優(yōu)勢，使其得到了廣泛的應(yīng)用。在無線通信系統(tǒng)中，也越來越希望能將A/D（模數(shù)）、D/A（數(shù)模）轉(zhuǎn)換靠近射頻前端，從而能通過數(shù)字信號處理來實(shí)現(xiàn)通信中的各種功能。然而目前受ADC（模數(shù)轉(zhuǎn)換器）和DSP（數(shù)字信號處理器）發(fā)展水平的限制，直接在很高頻的射頻端進(jìn)行AD變換再進(jìn)行數(shù)字信號處理非常困難——數(shù)字示波器也一樣，如受處理能力限制，如果在射頻端對高頻信號進(jìn)行AD采樣，需要很高的采樣率，捕獲時間一旦加長，樣本點(diǎn)數(shù)就會非常巨大，此時就會發(fā)現(xiàn)示波器處理時間變長，反應(yīng)很緩慢。為了解決ADC與DSP的這個矛盾，采用DDC將信號變頻到基帶，再使用更低的速率進(jìn)行重采樣，就能減小數(shù)據(jù)量，提高DSP的效率。

圖1 DDC原理框圖

圖1為DDC原理框圖，主要由NCO、混頻器、低通濾波器和重采樣幾個模塊組成。射頻信號通過高速ADC后變?yōu)閿?shù)字信號In(n)：

In(n) = s(n)×cos(wn) (1)

其中，s(n)為信號，cos(wn)為載波，w為載波頻率。NCO產(chǎn)生與射頻信號頻率相同的本振信號f(n)：f(n) = cos(wn) (2)

本振信號與射頻信號混頻相乘后得到信號m(n)：m(n) = In(n)×f(n) = s(n)×cos(wn)×cos(wn) = 1/2s(n)[cos(2wn)+1] (3)

將信號m(n)進(jìn)行低通濾波和重采樣后便可得到輸出信號Out(n)：Out(n) = 1/2s(n) (4)

由此可見，通過DDC，即保留了真實(shí)的有用信號s(n)，又通過重采樣使得數(shù)據(jù)量大大減少，提高了后續(xù)信號處理的效率。同樣，如果在數(shù)字示波器中使用了DDC技術(shù)，不但能保留射頻信號中的有用信號，同時能大大減少數(shù)據(jù)量，提高示波器的處理速度。

下面我們就來討論R&S示波器中的DDC應(yīng)用。

03

R&S示波器硬件實(shí)現(xiàn)的DDC

在討論R&S示波器中的DDC應(yīng)用之前，我們先來比較一下R&S數(shù)字示波器與傳統(tǒng)數(shù)字示波器結(jié)構(gòu)上的不同。

圖2 傳統(tǒng)數(shù)字示波器結(jié)構(gòu)框圖

圖2為傳統(tǒng)數(shù)字示波器的基本結(jié)構(gòu)框圖。信號通過模擬通道進(jìn)入示波器，經(jīng)過垂直增益放大器和濾波，通過ADC轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號，由采集存儲模塊存儲下來，再通過軟件的方式進(jìn)行后續(xù)的處理，最終顯示在示波器屏幕上。傳統(tǒng)數(shù)字示波器采用軟件處理的方式進(jìn)行數(shù)據(jù)處理，在硬件上并沒有DDC的結(jié)構(gòu)。因此對一些高頻信號進(jìn)行采集或者頻譜分析的時候，必須在高采樣率下進(jìn)行，由于示波器本身存儲空間有限，因此采集或分析的信號時間長度也相對較短。

圖3 R&S數(shù)字示波器結(jié)構(gòu)框圖

圖3為R&S數(shù)字示波器的基本結(jié)構(gòu)框圖。信號處理流程與傳統(tǒng)數(shù)字示波器并無太大差別，但使用了較多的硬件結(jié)構(gòu)，包括觸發(fā)系統(tǒng)、數(shù)字處理、DDC等。其它硬件結(jié)構(gòu)的特點(diǎn)與優(yōu)勢本文不作討論，但可以明顯的注意到該結(jié)構(gòu)中使用了硬件實(shí)現(xiàn)的DDC。由于使用了硬件的DDC結(jié)構(gòu)，可以對信號先下變頻到基帶，再以較低的采樣率進(jìn)行重采樣，在相同存儲空間的情況下，可以采集或分析更長時間的信號。并且由于是硬件的實(shí)現(xiàn)方式，速度也會較快。

下面，就DDC在I/Q解調(diào)和頻譜分析當(dāng)中的應(yīng)用進(jìn)行討論。

3.1 I/Q解調(diào)中的DDC

我們先來看一個真實(shí)測試中遇到的問題：待測信號為一個載波頻率為300MHz，調(diào)制帶寬為2MHz的調(diào)制信號。那么如果用示波器對該信號進(jìn)行采集，希望采集時間盡量長，最長可以采集多少秒時間的信號？對于這個問題，我們從信號分析的角度來進(jìn)行分析。

首先對于這類調(diào)制信號，軍用的有雷達(dá)信號（如chirp信號），民用的有一般通信信號（如QAM信號），這些信號絕大多數(shù)為矢量信號。對于這類信號的分析，一定會用到正交解調(diào)即I/Q解調(diào)。傳統(tǒng)數(shù)字示波器對于該類信號只能先直接對射頻信號進(jìn)行采集，得到數(shù)據(jù)存儲下來后，再交由專用軟件或者用第三方軟件編程進(jìn)行處理（包括I/Q解調(diào)和后續(xù)處理）。

圖4 傳統(tǒng)數(shù)字示波器對調(diào)制信號處理流程

圖4顯示了傳統(tǒng)示波器對于該類調(diào)制信號的處理流程。針對上述問題，載波頻率為300MHz，調(diào)制帶寬為2MHz，那么信號的最高頻率為301MHz。根據(jù)奈奎斯特采樣定理，ADC所用的采樣率必須為信號最高頻率的2倍及以上才能真實(shí)的還原波形。我們假設(shè)傳統(tǒng)示波器ADC使用2倍最高頻率即602MSa/s的采樣率進(jìn)行采樣（示波器采用剛好2倍關(guān)系的采樣率一般是不推薦的，一般采用3~5倍的關(guān)系才能較為真實(shí)的還原波形），假設(shè)示波器存儲深度為10MSa，那么所能采集信號的最長時間為10MSa / (602MSa/s) ≈ 16.6ms。

即使用傳統(tǒng)示波器對該類信號進(jìn)行采集，只能采集10多毫秒時間的信號。如果針對載頻更高的信號，如2GHz，采集時間則會更短。

對于上述問題，R&S示波器采用了硬件實(shí)現(xiàn)的I/Q解調(diào)模塊，其中最重要的部分就是DDC。通過使用該模塊，可以采集盡可能長時間的調(diào)制信號。

圖5 R&S數(shù)字示波器對調(diào)制信號處理流程

圖5顯示了R&S示波器對調(diào)制信號的處理流程，其中I/Q解調(diào)模塊如圖6所示。

圖6 R&S數(shù)字示波器I/Q解調(diào)模塊

R&S數(shù)字示波器在前端的ADC始終保持對射頻信號以最高實(shí)時采樣率進(jìn)行采集（如10GSa/s或20GSa/s），轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號后再通過I/Q解調(diào)模塊對數(shù)字化后的射頻信號進(jìn)行數(shù)字下變頻、濾波得到頻率較低的基帶信號，最后通過重采樣降低數(shù)據(jù)量，存儲下來送到軟件進(jìn)行處理。

I/Q解調(diào)模塊主要由DDC構(gòu)成，包括NCO、乘法器、低通濾波器和重采樣幾個部分構(gòu)成，如圖6所示。NCO負(fù)責(zé)生成本振頻率，在“Carrier freq.”處設(shè)置。一般設(shè)置為與射頻載波相同的頻率，設(shè)置好后，NCO及產(chǎn)生兩路正交頻率相同的信號。兩路正交信號分別與射頻信號相乘，通過濾波得到正交的兩路基帶信號。濾波帶寬可在“Rel.BW”處設(shè)置。在“Sample rate”處設(shè)置重采樣率，最后經(jīng)過重采樣將基帶信號保存下來。通過該種處理方式，一是可以省去軟件中進(jìn)行I/Q解調(diào)的處理過程。更重要的是，在示波器存儲空間有限的情況下，可以存儲分析更長時間的信號。例如針對本小節(jié)開頭的問題，對于載波頻率300MHz，調(diào)制帶寬2MHz的信號，通過設(shè)置“Carrier freq.”即本振頻率跟載波頻率一樣，為300MHz，那么經(jīng)過下變頻后信號變?yōu)榛鶐?，帶寬就只?MHz。重采樣率“Sample rate”設(shè)置也以2倍關(guān)系來算，那么只需設(shè)置為2×2=4MSa/s。存儲深度仍假設(shè)為10MSa，那么可采集和分析的信號時間則為10MSa / (4MSa/s) = 2.5s !!! 時間長度一下就提高了150倍以上！

對于如此高效的利用存儲空間，有些朋友很是吃驚，也不免有些難以理解。可能會認(rèn)為，即使加入了DDC結(jié)構(gòu)，也還是數(shù)字信號處理，在前端仍存在著ADC。也就是說示波器仍需在前端對射頻信號采樣，仍需對射頻信號滿足2倍的奈奎斯特定理，那么計(jì)算下來，也只能存儲16.6ms的信號，哪里來的2.5s呢。我們再仔細(xì)分析一下信號處理流程就能知曉其中的緣由。

圖7 一般認(rèn)為的信號處理流程

一般認(rèn)為的信號處理流程如圖7所示。對于這種結(jié)構(gòu)，就如上面所理解的一樣，這種情況下即使使用了DDC，仍需先將射頻采集的信號先存儲下來，因此還是會受高采樣率的影響。對于上述例子，只能存儲16.6ms的信號。但R&S示波器真正的處理流程卻如圖8所示。

圖8 R&S示波器信號處理流程

在射頻前端，ADC一直保持最高的實(shí)時采樣率，比如10GSa/s，這樣就不會造成信號混疊。經(jīng)過采樣后的數(shù)字信號直接送至DDC進(jìn)行數(shù)字下變頻。由于R&S示波器的DDC采用硬件實(shí)現(xiàn)，速度快，因此能進(jìn)行實(shí)時處理，處理完后直接存儲下來。通過這種實(shí)時的DDC處理，便能很好的節(jié)約存儲空間，實(shí)現(xiàn)如上例所述的2.5s信號存儲。

對此，我們進(jìn)行以下實(shí)驗(yàn)。

首先通過信號源生成載波頻率為3GHz的射頻脈沖信號，調(diào)制脈沖寬度為0.4ms，脈沖重復(fù)周期為1ms。設(shè)置如圖9所示：

圖9 載波頻率3GHz的脈沖調(diào)制射頻信號設(shè)置

對于該信號的采集和分析，如果使用傳統(tǒng)數(shù)字示波器，所能采集和分析的信號長度的結(jié)果等效于如圖10所示：

圖10 傳統(tǒng)數(shù)字示波器采集射頻脈沖等效結(jié)果

由于射頻信號頻率為3GHz，因此采樣率至少為6GSa/s以上，我們設(shè)為10GSa/s。存儲深度依然設(shè)置為10M，可以看出，此時只能采集到1ms時間的信號，也就是說盡能采集和分析一個脈沖信號。

如果使用帶有DDC結(jié)構(gòu)的I/Q選件的R&S示波器進(jìn)行采集分析，我們可以先設(shè)置本振頻率為3GHz，將信號變?yōu)榛鶐Ш?，可以以更低的采樣率進(jìn)行采集，如設(shè)置成100MSa/s，存儲深度也設(shè)置為10M。設(shè)置情況如圖11所示：

圖11 R&S示波器I/Q選件設(shè)置

此時進(jìn)行觀察，我們可以采集和分析更長時間的信號，即100ms的信號，也就是說我們可以采集和分析高達(dá)100個脈沖信號！如果重采樣率設(shè)置的更低，我們能夠采集和分析的信號時間還會更長。圖12顯示R&S示波器測試結(jié)果：

圖12 R&S示波器采集射頻脈沖結(jié)果

綜上所述，R&S示波器I/Q選件中DDC技術(shù)使得在射頻信號采集和分析中，能夠高效的利用有限的存儲空間，采集和分析最大時間長度的信號。

3.2 頻譜分析中的DDC

示波器頻譜分析功能一般采用FFT（Fast Fourier Transformation）即快速傅里葉變換。傳統(tǒng)數(shù)字示波器的頻譜分析原理框圖如圖13所示。

圖13 傳統(tǒng)數(shù)字示波器頻譜分析框圖

模擬信號經(jīng)過ADC后變成數(shù)字信號，之后選擇不同的窗函數(shù)進(jìn)行加窗處理，最后直接做FFT將信號變換到頻域。通過該種處理方式得到的頻譜范圍為0Hz至最大頻率（通常數(shù)值上等于ADC采樣率的一半），例如ADC采樣率為5GSa/s，那么FFT得到的頻譜范圍為0Hz至2.5GHz。如果要觀測某一段的頻譜，則通過軟件顯示放大（Zoom）的方式將頻譜放大顯示到該頻段。這種傳統(tǒng)示波器頻譜分析方式的好處在于，所有處理過程采用軟件計(jì)算，且算法簡單，因此便于實(shí)現(xiàn)。但如果追求更快的實(shí)時頻譜測量或者更高精度的頻譜分析，這種傳統(tǒng)的處理方式就會顯得非常困難。由于采用全軟件的處理方式以及一直是對整個頻率范圍（0Hz至最大頻率）做計(jì)算，因此處理速度會很慢，無法做到實(shí)時或者準(zhǔn)實(shí)時的頻譜分析。另外在示波器設(shè)置方面也會很復(fù)雜，需要不斷的調(diào)整時域參數(shù)（如時基、采樣率等）來滿足需要的頻域參數(shù)設(shè)置。最重要的是，受到示波器存儲深度的限制，并且通常使用的FFT點(diǎn)數(shù)只有幾K，因此頻率分辨率即最小能區(qū)分的頻率大小會非常有限，通常情況下很難達(dá)到一個理想的頻率分辨率。

一般來講，頻率分辨率有兩種解釋。一種解釋是，表示在FFT中，兩個相鄰頻率點(diǎn)間的最小頻率間隔，如公式(5)所示：?f = fs / N = 1 / t (5)

其中，?f表示頻率分辨率，fs表示ADC采樣頻率，N表示FFT的計(jì)算點(diǎn)數(shù)，t表示采集信號的時間長度，也就是捕獲時間?？梢钥闯觯盘柌杉瘯r間t越長，頻率分辨率?f越小，也就是頻率分辨力就越好。

第二種解釋是，頻率分辨率可以用分辨率帶寬（RBW）來表示。RBW定義為窗函數(shù)主瓣3dB帶寬，如圖14所示：

圖14 RBW定義

如果兩個信號頻率的差值小于該定義的帶寬，即RBW，那么這兩個頻率將混在一起不能分辨。

圖15 不同RBW設(shè)置對應(yīng)的不同頻譜

圖15顯示了對于同樣頻譜的輸入信號，設(shè)置不同的RBW得到的完全不同的頻譜。從左至右RBW依次增大，可以看出，主瓣寬度也是依次增大，頻率分辨能力也是依次降低，到最右邊時，已經(jīng)完全不能區(qū)分信號中的兩個頻率了。

由于DDC對頻率分辨率的兩種解釋的影響是類似的，因此我們就只討論第二種解釋的情況，即RBW。RBW計(jì)算方式如公式(6)所示：RBW = RBWnorm × fs / N = RBWnorm / t (6)

其中，RBWnorm為窗函數(shù)的歸一化因子，如Blackman-Harris窗為1.8962，fs為采樣頻率，N為FFT計(jì)算點(diǎn)數(shù)，t為信號采集時間長度。從公式(6)可以看出，對于固定的窗函數(shù)，想要提高頻率分辨力，即減小RBW，就必須增加信號的采集時間即捕獲時間。從圖15可以看出，對于固定的矩形窗，RBW從1MHz減小到100kHz，時基設(shè)置從100ns/div增大到1μs/div。但對于數(shù)字示波器來說，存儲深度都是有限的。并且存儲深度和捕獲時間、采樣率之間存在如下關(guān)系：存儲深度 = 采樣率 × 捕獲時間 (7)

從(7)式可以看出，對于固定的存儲深度，采樣率和捕獲時間成反比關(guān)系。如果想要增加捕獲時間，就意味著采樣率會下降，如果采樣率降低，就會意味著信號發(fā)生混疊的風(fēng)險(xiǎn)。即對于傳統(tǒng)數(shù)字示波器的頻譜分析，如果要提高頻率分辨力，那么就會面臨信號混疊的風(fēng)險(xiǎn)，或者說只能進(jìn)行低頻率信號的分析；如果要進(jìn)行高頻率信號的分析，為了保證采樣率，那么頻率分辨力必然不能提高。

對于這種矛盾的關(guān)系，R&S示波器引入了DDC等一系列處理方式很好的解決了問題。

圖16 R&S數(shù)字示波器頻譜分析框圖

圖16顯示了R&S示波器的頻譜分析流程，圖17顯示了頻譜分析設(shè)置框圖。

圖17 R&S數(shù)字示波器頻譜分析設(shè)置

與傳統(tǒng)數(shù)字示波器相比，R&S示波器引入了DDC模塊，使信號在FFT之前先下變頻到基帶。設(shè)置中心頻率Center frequency等效于設(shè)置本振頻率，使信號下變頻到基帶，因此對基帶信號進(jìn)行重采樣時，即使用較低的采樣頻率也不會造成信號混疊，從而在有限的存儲空間中能采集最長時間的信號，因此頻率分辨率（RBW）能夠得到有效的保證。通過設(shè)置頻率跨度Frequency span，可以在硬件上將FFT的計(jì)算范圍縮小到所設(shè)定的帶寬內(nèi)，而不用對整個頻率范圍都進(jìn)行FFT計(jì)算，從而提高處理速度。此外，F(xiàn)FT的計(jì)算方式也采用分段重疊的計(jì)算方式，從而能夠更好的體現(xiàn)出頻譜的細(xì)節(jié)?？傊?，與傳統(tǒng)數(shù)字示波器頻譜分析相比，采用R&S示波器頻譜分析結(jié)構(gòu)主要具有如下幾點(diǎn)好處：

? 由于采用硬件處理等方式，頻譜分析速度快，能做到實(shí)時的頻譜分析；? 頻譜分析設(shè)置同頻譜分析儀類似，直接對頻譜參數(shù)進(jìn)行設(shè)置，而不再需要進(jìn)行復(fù)雜的時域參數(shù)調(diào)整；? 具有大的動態(tài)范圍；? 即本文討論的重點(diǎn)，由于采用了DDC結(jié)構(gòu)，可以將信號先下變頻到基帶，再以較低的采樣頻率對其進(jìn)行重采樣，從而在有限的存儲空間內(nèi)能夠采集最長時間的信號，根據(jù)公式(6)可以很好的保證頻率分辨率（RBW）。即不用再在信號頻率與RBW之間糾結(jié)折衷的方案。

對此我們進(jìn)行以下實(shí)驗(yàn)。

使用信號源產(chǎn)生頻率為3GHz的單頻正弦波信號。如果使用傳統(tǒng)示波器頻譜分析方法，采樣率必須設(shè)置為6GSa/s以上信號才不至于混疊，那么根據(jù)公式(6)和(7)，在有限的存儲空間內(nèi)必不能得到很好的RBW。但如果使用R&S示波器頻譜分析方法，設(shè)置如圖18所示：

圖18 R&S數(shù)字示波器頻譜分析設(shè)置

中心頻率設(shè)為3GHz，RBW設(shè)為5kHz，窗函數(shù)采用Blackman Harris窗。頻譜分析結(jié)果如圖19所示。我們注意到，由于采用了DDC結(jié)構(gòu)，采樣率設(shè)置為了2.5GSa/s，并不需要滿足信號頻率的2倍以上關(guān)系，因?yàn)榇藭r的采樣率在頻譜分析中實(shí)際為重采樣率。在頻域測量結(jié)果中可以看出，信號頻率為3GHz，與信號源輸出頻率一致。因此，可以看出使用R&S示波器頻譜分析結(jié)構(gòu)，即使對于高頻率的信號，仍然能夠有很好的頻率分辨率。

圖19 R&S數(shù)字示波器頻譜分析結(jié)果