控制器局域網(wǎng)絡(CAN)可在多個網(wǎng)絡站點之間提供強大的通信能力，支持多種數(shù)據(jù)速率和距離。CAN具有數(shù)據(jù)鏈路層仲裁、同步和錯誤處理等特性，廣泛用于工業(yè)、儀器儀表和汽車應用之中。在ISO 11898標準的框架下，借助分布式多主機差分信令和內(nèi)置故障處理功能，DeviceNet、CANopen等多種協(xié)議針對物理層和數(shù)據(jù)鏈路層規(guī)定了相應的實現(xiàn)方式。本文旨在描述如何針對給定應用優(yōu)化設置，同時考慮控制器架構、時鐘、收發(fā)器、邏輯接口隔離等硬件限制。文章將集中介紹網(wǎng)絡配置問題——包括數(shù)據(jù)速率和電纜長度——說明何時有必要對CAN節(jié)點進行重新配置，以及如何從一開始就實現(xiàn)對節(jié)點的優(yōu)化配置。

01 邏輯接口隔離

對于惡劣的工業(yè)和汽車環(huán)境，可通過隔離CAN收發(fā)器的邏輯接口進一步增強系統(tǒng)的魯棒性，允許接地節(jié)點之間出現(xiàn)較大的電位差，同時提供抗高電壓瞬變能力。將CAN收發(fā)器與數(shù)字隔離器集成起來即可形成隔離式CAN節(jié)點。ADM3052, ADM3053, 和 ADM3054 隔離式CAN收發(fā)器提供多種接口供電選項。對于DeviceNet網(wǎng)絡，隔離側可通過總線供電；因此，ADM3052集成了一個線性調(diào)節(jié)器，以便利用24 V總線電源提供5 V電源。ADM3053（如圖1所示）集成了一個isoPower DC-DC轉換器，用于驅動收發(fā)器和數(shù)字隔離器的總線端。已有一個隔離式DC-DC轉換器能夠在隔離柵上提供電源的系統(tǒng)可以采用ADM3054，后者只集成了數(shù)字隔離器和CAN收發(fā)器。

圖1. 隔離式CAN節(jié)點（ADM3053收發(fā)器由isoPower DC-DC供電）

02 傳播延遲的影響

部署一個CAN節(jié)點需要一個隔離式或非隔離式CAN收發(fā)器，以及一個搭載有相應協(xié)議堆棧的CAN控制器或處理器?？梢允褂锚毩⑹紺AN控制器，甚至可以使用不帶標準協(xié)議堆棧的控制器，但是，CAN應用中使用的微處理器可能已經(jīng)包括CAN控制器。在任一情況下，都必須對CAN控制器進行配置，以調(diào)和總線上的數(shù)據(jù)速率和時序，而硬件振蕩器則用于控制器。

隨著電纜長度的增加，信號中的高頻組分衰減，因此，長距離條件下的數(shù)據(jù)速率都有限。總線是一種多主機，因此，所有節(jié)點都可以嘗試同時傳輸，仲裁取決于物理層信令。傳播延遲也會隨電纜長度而增加，可能對節(jié)點間同步和仲裁形成干擾。

CAN總線上的差分信號可能處于兩種狀態(tài)之一：主動（邏輯0，信號線路CANH和CANL之間存在一個差分電壓）或被動（邏輯1，無差分電壓，所有CAN收發(fā)器輸出均為高阻抗）。如果兩個節(jié)點嘗試同時傳輸，則主動位傳輸會覆蓋同時進行的被動位傳輸，因此，在傳輸時，所有節(jié)點都必須監(jiān)控總線狀態(tài)，如果在傳輸被動位時發(fā)生覆蓋，則要停止傳輸。如此，傳輸主動位的節(jié)點贏得仲裁，如圖2所示。

圖2. 兩個CAN節(jié)點之間的仲裁邏輯

CAN 2.0b定義的是數(shù)據(jù)鏈路層的實現(xiàn)方式，對用于傳輸?shù)腃AN幀結構進行了規(guī)定。一個包含消息ID的仲裁字段啟動消息傳輸。較低的消息ID（開頭的零較多）將擁有更高的優(yōu)等級，因此，在傳輸消息時，相應節(jié)點贏得仲裁的概率更大。

盡管CAN節(jié)點與總線傳輸同步，但是，由于兩個同時傳輸?shù)墓?jié)點之間存在傳播延遲，所以不會完全同步。要讓仲裁切實發(fā)揮作用，傳播延遲不能過大，否則，較快的節(jié)點可能在檢測到較慢節(jié)點傳輸?shù)奈粻顟B(tài)之前就對總線進行采樣了。最差條件下的傳播延遲為兩個最遠節(jié)點間延遲的兩倍。在圖3中，如果節(jié)點A和B是總線上相隔最遠的節(jié)點，則至關重要的參數(shù)是雙向傳播時間PropBA與TPropBA之和。

圖3. 實際條件下兩個CAN節(jié)點間的仲裁（含傳播延遲）

總傳播延遲由通過電纜、兩個CAN控制器I/O和兩個CAN收發(fā)器的雙向傳播時間構成。CAN控制器I/O并不是傳播延遲的主要貢獻者，往往可以忽略不計，但進行徹底評估時必須予以考慮。循環(huán)時間由從TxD到CANH/CANL、再回到RxD的傳播延遲構成。電纜傳播延遲取決于電纜和距離，典型值為5 ns/m。

在較低數(shù)據(jù)速率下，允許的位時間較長，因此，傳播延遲（及電纜距離）也可能變長。在最高標準CAN數(shù)據(jù)速率（即1 Mbps）下，允許的傳播延遲更受限制，盡管ISO 11898-2標準規(guī)定，在總線長40米時，可支持1 Mbps的數(shù)據(jù)速率。

03 隔離的影響

隔離條件下，在計算雙向傳播延遲時，必須考慮額外的因素。相比光耦合器，數(shù)字隔離器可減少傳播延遲，但即使是最快的隔離式CAN收發(fā)器在這方面也與較慢的非隔離式收發(fā)器相當。如果允許的總傳播延遲保持不變，隔離系統(tǒng)中，最大電纜長度較短，但可以重新配置CAN控制器，以提高允許的總傳播延遲。

04 傳播延遲的補償

為了補償因較長總線或隔離增加的傳播延遲，必須為CAN控制器設置與時序和同步相關的特定參數(shù)。在配置控制器時，不只是選擇一個數(shù)據(jù)速率，而是要設置決定著控制器所用位時間的變量。面向振蕩器或內(nèi)部時鐘的波特率預分頻器(BRP)設置時間量子(TQ)，位時間為TQ的倍數(shù)。振蕩器的硬件選擇，以及BRP和每位時間TQ數(shù)的軟件配置設定數(shù)據(jù)速率。

控制器的位時間分為三個或四個時間段，如圖3所示。每位時間的TQ總數(shù)包括一個同步以及傳播延遲(PROP)、相位段1 (PS1)和相位段2 (PS2)的設定數(shù)量。有時候，會把PROP和PS1加起來。配置調(diào)節(jié)采樣點，以支持傳播延遲和再同步。

把采樣點設在位時間的稍后部分可以支持更長的傳播延遲，但就如總數(shù)據(jù)速率一樣，采樣點取決于其他時序變量，這些變量都有自己的限制。例如，內(nèi)部時鐘/振蕩器可能固定不變，只能使用整數(shù)BRP和TQ數(shù)。因此，特定電纜長度要求的理想數(shù)據(jù)速率可能根本無法實現(xiàn)，因此，必須縮短電纜，或者降低數(shù)據(jù)速率。

再同步會使PS1加長，PS2縮短，加長量和縮短量為同步跳寬(SJW)規(guī)定的TQ數(shù)，因此，PS2不得短于SJW。SJW所需TQ數(shù)取決于CAN控制器的時鐘容差，對于SJW和PS2，晶振一般支持最小TQ數(shù)。

05 CAN控制器的配置

為了實現(xiàn)節(jié)點間時序可靠、同步可靠的穩(wěn)健網(wǎng)絡，系統(tǒng)必須能承受所選數(shù)據(jù)速率和CAN控制器時鐘條件下的傳播延遲。如果不能，可以選擇降低數(shù)據(jù)速率、縮短總線或者使用不同的CAN控制器時鐘速率。配置過程包括以下三個步驟。

第一步：檢查時鐘和預分頻器——匹配數(shù)據(jù)速率

先核實在給定目標數(shù)據(jù)速率和CAN控制器時鐘條件下，有哪些可能的配置。TQ間隔必須基于時鐘和各種BRP值計算，可能組合只有那些TQ間隔為位時間的整數(shù)倍的組合。根據(jù)所處系統(tǒng)設計階段，也可能考慮其他CAN控制器時鐘速率。在表1所示計算示例中，給定的最大數(shù)據(jù)速率為1 Mbps，使用的是一個Microchip MCP2515獨立CAN控制器和一個內(nèi)置CAN控制器的ADSP-BF548 Blackfin處理器。MCP2515 fOSC 取決于所使用的外部硬件振蕩器，而ADSP-BF548 fSCLK 則取決于硬件CLKIN和內(nèi)部PLL設置（VCO的CLKIN乘數(shù)，SCLK的VCO分頻）。只有CAN控制器時鐘和BRP（整數(shù)個TQ）的某些組合支持1 Mbps的數(shù)據(jù)速率，如粗體所示。這會限制位時序的設置，因此一旦選擇某個總線數(shù)據(jù)速率，只有部分選項可用。

表1. 給定f和BRP時1 Mbps速率下的TQ數(shù)

第二步：確定位段配置

下一步是確定每個位段要求的TQ數(shù)。最困難的情況是在1 Mbps的數(shù)據(jù)速率下支持最大傳播延遲，例如，電纜長40米，隔離式節(jié)點。理想情況下，應對位時間段進行配置，使采樣點在位中盡量晚。在表1中，對于每個整數(shù)的TQ總數(shù)，一個TQ必須提供給SYNC段，PS2（或TSEG2）段必須足夠大，以容納CAN控制器信息處理時間（只要BRP大于4，MCP2515為2 TQ，ADSP-BF548為小于1 TQ）。另外，對于MCP2515，PROP和PS1最多可以各有8 TQ；對于ADSP-BF548，TSEG1 (PROP + PS1)最多可以為16 TQ。

圖4和圖5分別展示了MCP2515和ADSP-BF548的可能總TQ配置，對于1 Mbps速率條件下的有效時鐘和BRP組合，可支持最近采樣點。MCP2515的最佳TQ總數(shù)為19，要求38 MHz的硬件振蕩器和1的BRP。對于ADSP-BF548，TQ總數(shù)為5的情況除外，所有配置至少為85%采樣點，但最佳設置是10 TQ，要求fSCLK = 50 MHz且BRP = 5。

圖4. MCP2515的可能TQ總數(shù)配置（速率為1 Mbps，最大傳播延遲）

圖5. ADSP-BF548的可能TQ總數(shù)配置（速率為1 Mbps，最大傳播延遲）

第三步：使收發(fā)器/隔離延遲和總線長度與配置相匹配

在幫助CAN控制器實現(xiàn)最佳采樣點以后，最后一步是比較允許的傳播延遲與使用的CAN收發(fā)器/隔離器和總線長度。設ADSP-BF548最佳配置為10 TQ（fSCLK= 50 MHz，BRP = 5），可能實現(xiàn)的最大傳播延遲為900 ns。對于集成隔離式電源的ADM3053隔離式CAN收發(fā)器，數(shù)據(jù)手冊中的最大環(huán)路延遲（TxD關閉，接收器處于非活動狀態(tài)）為250 ns。必須使其增加一倍(500 ns)，以便同時支持總線最遠兩端的兩個節(jié)點處的發(fā)射延遲和接收延遲。

設電纜傳播延遲為5 ns/m，ADSP-BF548可以支持40米的總線長度（根據(jù)ISO 11898規(guī)范，此為1 Mbps條件下的最大值），ADSP-BF548的位時間總共為10 TQ，TSEG2位段僅1 TQ。實際上，略早的采樣點就夠了，因為一個節(jié)點上的極端收發(fā)器傳播延遲甚至很可能導致簡單的再傳輸（由數(shù)據(jù)鏈路層CAN控制器自動處理），但是，由于CAN控制器I/O與CAN收發(fā)器之間存在小延遲，因此建議把采樣點配置到盡量靠后的點。

06 結論

隔離有利于提高魯棒性，但同時也會增加發(fā)射和接收兩個方向的傳播延遲。必須使該延遲增加一倍，以支持兩個節(jié)點參與仲裁。如果系統(tǒng)允許的傳播延遲是固定的，在增加隔離措施之后，可以減少電纜長度或數(shù)據(jù)速率。另一種方法是重新配置CAN控制器，使其支持最大傳播延遲，以保證支持所需的數(shù)據(jù)速率和總線長度，即使是在節(jié)點采取了隔離措施的條件下。