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一種全工作范圍實(shí)現(xiàn)零電壓開通的高效反激電源控制策略

英飛凌工業(yè)半導(dǎo)體 ? 2025-09-03 17:03 ? 次閱讀
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/ 摘要/

反激拓?fù)鋸V泛應(yīng)用于中小功率開關(guān)電源中,為了提高反激拓?fù)涞霓D(zhuǎn)換效率,本文提出了一種全輸入電壓及負(fù)載范圍內(nèi)可以實(shí)現(xiàn)原邊MOSFET零電壓開通(ZVS)的控制策略,從而提高了轉(zhuǎn)換效率。本文通過(guò)理論分析給出其中所涉及的參數(shù)的計(jì)算方法,并通過(guò)仿真與實(shí)際電源的測(cè)試驗(yàn)證了該策略的有效性。


01

背景


反激(Flyback)拓?fù)湟蚱浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)潔,控制策略簡(jiǎn)單,適合多路輸出,可靠性高,成本低等特點(diǎn)廣泛應(yīng)用于家電,充電器,輔助電源等領(lǐng)域。對(duì)于輸出電流較大的應(yīng)用(例如快速充電器),輸出側(cè)往往采用功率MOSFET替代功率二極管來(lái)提高轉(zhuǎn)換效率,即副邊采用同步整流方式。圖1為采用同步整流的反激拓?fù)渲麟娐方Y(jié)構(gòu)。


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圖1. 同步整流反激拓?fù)?/p>


對(duì)于反激拓?fù)洌鶕?jù)原邊MOSFET開通時(shí)副邊繞組電流的情況分為連續(xù)工作模式(CCM),臨界連續(xù)模式(CRM)及斷續(xù)工作模式(DCM),如下圖所示。


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圖2. 不同工作模式原副邊繞組電流波形


圖2中上面的波形為變壓器原邊繞組及副邊繞組折算到原邊的電流波形,下面為對(duì)應(yīng)的原邊MOSFET驅(qū)動(dòng)波形。對(duì)于CCM和CRM模式工作的反激拓?fù)?,原邊MOSFET開通時(shí),其漏源電壓(VDS)為輸入電壓與反射電壓(副邊繞組電壓反射到原邊繞組上的電壓,其值為輸出電壓與變壓器原副邊繞組匝比之積)之和。根據(jù)公式(1)和(2)所示的CCM和CRM模式反激拓?fù)溟_通損耗計(jì)算公式,開通損耗與MOSFET開通時(shí)的漏源電壓成正比,為了降低MOSFET損耗,需要設(shè)法降低MOSFET開通時(shí)的漏源電壓。

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基于此思想,在DCM模式的反激拓?fù)渲羞€有一種準(zhǔn)諧振工作模式,定頻DCM模式與準(zhǔn)諧振工作模式差異如圖3與圖4所示。


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圖3. 定頻DCM模式反激拓?fù)渲饕ㄐ?/p>


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圖4. 準(zhǔn)諧振DCM模式反激拓?fù)渲饕ㄐ?/p>


圖3和圖4中藍(lán)色曲線為原邊MOSFET的漏源電壓VDS,綠色曲線為副邊同步整流MOSFET的驅(qū)動(dòng)波形,紅色曲線為原邊MOSFET的驅(qū)動(dòng)波形。對(duì)于定頻DCM模式的反激拓?fù)?,根?jù)負(fù)載及輸入電壓的不同,在原邊MOSFET開通時(shí),漏源電壓可能處于由于原邊激磁電感與原邊MOSFET等效輸出電容諧振導(dǎo)致的震蕩波形的任意一點(diǎn),即可能是波谷,也可能是波峰。對(duì)于準(zhǔn)諧振DCM模式的反激拓?fù)?,?dāng)檢測(cè)到漏源電壓處于諧振谷底時(shí),根據(jù)輸入電壓及反饋電壓(即負(fù)載)確定第幾個(gè)波谷開通,以英飛凌科技有限公司的第五代集成功率MOSFET與準(zhǔn)諧振控制芯片的CoolSET為例,當(dāng)輸入為低壓時(shí),開通的波谷為1~7,當(dāng)輸入為高壓時(shí),開通的波谷為3~10[1]


準(zhǔn)諧振DCM模式的反激拓?fù)湓匨OSFET由于是波谷開通,因此開通損耗相比其他模式的反激拓?fù)錅p小很多。當(dāng)然最理想的情況是漏源電壓諧振到零,此時(shí)開通MOSFET從而實(shí)現(xiàn)ZVS開通。然而如果需要漏源電壓諧振到零,需要變壓器原副邊匝比較大,從而帶來(lái)MOSFET關(guān)斷時(shí)耐壓較高,變壓器繞制困難等問(wèn)題,最終帶來(lái)成本的增加,且實(shí)際的效率提升并不明顯。


基于以上問(wèn)題,本文提出一種新穎的反激拓?fù)淇刂撇呗?,不需要修改變壓器,在任何輸入輸出條件下均可以實(shí)現(xiàn)原邊MOSFET的ZVS開通,從而提升反激拓?fù)涞霓D(zhuǎn)換效率。


02

實(shí)現(xiàn)全電壓輸入范圍ZVS的控制策略




2.1

基本工作原理



對(duì)于傳統(tǒng)的CRM模式下,當(dāng)檢測(cè)到副邊繞組電流為零時(shí)開通原邊MOSFET,此時(shí)原邊MOSFET的漏源電壓為輸入電壓與反射電壓之和,因此開通損耗很大。


本文提出的新的控制策略與CRM模式相近,但不同點(diǎn)在于:當(dāng)副邊繞組電流過(guò)零時(shí),并不馬上關(guān)斷副邊同步整流MOSFET,而是繼續(xù)保持開通一段時(shí)間,在該時(shí)間內(nèi)副邊繞組電流反向流動(dòng)且其值線性增加,此時(shí)變壓器副邊繞組異名端為高電平,原邊繞組由于原邊MOSFET關(guān)斷而無(wú)電流流過(guò)。當(dāng)關(guān)斷副邊MOSFET時(shí),副邊繞組為維持電流而使得同名端變?yōu)楦唠娖?,此時(shí)原邊繞組由于同名端為高,使得電流流過(guò)輸入電容及原邊MOSFET的輸出等效電容形成回路,并最終使得MOSFET的輸出等效電容完全放電并使得其體二極管導(dǎo)通,此時(shí)若驅(qū)動(dòng)原邊MOSFET,則實(shí)現(xiàn)ZVS開通。關(guān)鍵波形及工作過(guò)程如圖5~7所示。


圖5中綠色及紅色曲線為副邊同步整流及原邊MOSFET的驅(qū)動(dòng)波形,紫色及黃色為變壓器副邊繞組及原邊繞組電流波形,藍(lán)色為原邊MOSFET的漏源電壓波形。


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圖5. ZVS Flyback關(guān)鍵波形示意圖


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圖6. Ta時(shí)間段內(nèi)主電路電流示意圖


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圖7. Tb+Tc時(shí)間段內(nèi)主電路電流示意圖


2.2

關(guān)鍵參數(shù)計(jì)算



如圖5所示,Ta為副邊繞組電流從零至副邊同步整流關(guān)閉的時(shí)間段(即副邊同步整流延遲關(guān)斷的時(shí)間),Tb為原邊MOSFET漏源電壓降至零所需要的時(shí)間,Tc為漏源電壓降至零到原邊繞組電流上升為零的所需時(shí)間。


(1)Ta的計(jì)算


Ta的大小決定了副邊繞組方向電流的大小,從而決定了存儲(chǔ)在原邊繞組中的,用來(lái)將原邊MOSFET等效輸出電容上的能量全部抽取走的能量大小。設(shè)原邊MOSFET的等效輸出電容(包括MOSFET自身輸出電容,MOSFET漏極處的分布電容及其他雜散電容)為Cossep,那么為保證原邊MOSFET可以實(shí)現(xiàn)ZVS開通:

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其中LpLs為分別為原副邊繞組電感量,IpmpIsmp分為副邊同步整流管關(guān)斷時(shí)的原副邊繞組電流值(如圖5所示),VinVr和分別為輸入電壓和反射電壓,且有:

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其中N為變壓器為原副邊匝比,Vout為輸出電壓。VinVr之和為副邊同步整流管關(guān)斷時(shí)原邊MOSFET的漏源電壓。而:

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因此由公式(3)~(5)可以得到:

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當(dāng)副邊同步整流延遲關(guān)斷時(shí)間Ta滿足公式(6)情況下,原邊MOSFET可實(shí)現(xiàn)ZVS開通。Ta越大,變壓器原邊繞組存儲(chǔ)的能量越大,原邊MOSFET更易實(shí)現(xiàn)ZVS,但隨之帶來(lái)的問(wèn)題是原副邊繞組的電流有效值增大,使得變壓器及MOSFET的損耗增加。但如果較小甚至剛剛滿足公式(6),雖然整體轉(zhuǎn)換效率更高,但是原邊MOSFET漏源電壓降低至零的時(shí)間(即Tb)變長(zhǎng),滿足ZVS的時(shí)間段(即Tc)縮短,對(duì)控制的要求更高。


(2)Tb的計(jì)算


根據(jù)前面的工作原理介紹,在副邊同步整流管關(guān)斷后,原邊MOSFET的漏源迅速降為零,在該時(shí)間段(Tb)內(nèi),原邊側(cè)主電路滿足以下公式及條件:

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那么可以得到:

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又:

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則可以得到Tb為:

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(3)Tc的計(jì)算


Tc時(shí)間段內(nèi),變壓器原邊繞組電流一直為負(fù)值(圖5所示),原邊MOSFET的漏源電壓為體二極管導(dǎo)通壓降(負(fù)值),在此期間MOSFET開通都可實(shí)現(xiàn)ZVS方式。


根據(jù)公式(8)和(11),可以得到原邊繞組電流iLP(t)

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那么可得到Tc

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以上分析基于原副邊各自有一個(gè)繞組的情況,實(shí)際應(yīng)用中往往原副邊有多個(gè)繞組,用來(lái)實(shí)現(xiàn)多路輸出及產(chǎn)生原邊輔助源。在這些情況下,控制策略相同,不同的是當(dāng)副邊同步整流管關(guān)斷時(shí),與公式(9)不同,原邊主繞組感應(yīng)出的電流為:

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其中N1,Nx為其他輸出路與副邊同步整流控制路(實(shí)現(xiàn)ZVS進(jìn)行延遲關(guān)斷控制)的匝比。公式(3)中Ipmp的也需要根據(jù)公式(17)進(jìn)行計(jì)算。其他計(jì)算公式無(wú)需修改。


為更好的實(shí)現(xiàn)本控制策略,在應(yīng)用中需要結(jié)合數(shù)字控制器的使用。具體實(shí)現(xiàn)方案為,將不同輸入電壓下所需的Ta,TbTc計(jì)算好并存入數(shù)字控制器內(nèi)部存儲(chǔ)器或外部存儲(chǔ)器;反激電源穩(wěn)定工作后檢測(cè)副邊繞組電流,該電流過(guò)零后繼續(xù)延遲Ta關(guān)斷,原邊MOSFET在副邊同步整流管關(guān)斷Tb時(shí)間后并小于Tc時(shí)間內(nèi)開通,則可實(shí)現(xiàn)原邊MOSFET在任何輸入電壓和負(fù)載情況下的ZVS開通。


03

仿真與測(cè)試驗(yàn)證




根據(jù)以上的分析和計(jì)算,本部分基于一個(gè)全球輸入范圍,24W輸出的快速充電器開關(guān)電源方案進(jìn)行仿真及測(cè)試。該開關(guān)電源主要電路參數(shù)如下表所示:


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表1. 24W充電器電路參數(shù)


根據(jù)以上電路參數(shù)及公式(6)(13)(16),可以得到不同輸入電壓下控制參數(shù)Ta,TbTc,表2所示為典型輸入電壓下的控制參數(shù)值。


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表2. 典型輸入電壓下的控制參數(shù)值


圖8是采用本控制策略,根據(jù)表1和表2的參數(shù),通過(guò)Simetrix仿真得到輸入電壓為230Vac情況下采用本控制策略得到的關(guān)鍵波形,其中變壓器漏感為11uH(實(shí)測(cè)值),原邊MOSFET等效輸出電容為20pF(MOSFET本身等效輸出電容為14pF,其余分布電容等效為6pF)。


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圖8. 230Vin輸入下仿真波形


圖8中從上至下波形分別為:原邊MOSFET漏源電壓(VDS,紅色),副邊繞組電流(粉色),原邊繞組電流(黃色),副邊同步整流驅(qū)動(dòng)(藍(lán)色)及原邊MOSFET驅(qū)動(dòng)(綠色)波形。從圖中可以看出Ta為0.996uS,原邊MOSFET驅(qū)動(dòng)變?yōu)楦唠娖街奥┰措妷阂呀?jīng)降低為零,原邊MOSFET實(shí)現(xiàn)ZVS開通。


根據(jù)表1的參數(shù),設(shè)計(jì)了一款24W充電器驗(yàn)證板,實(shí)物如下圖所示。


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圖9. 24W充電器實(shí)物圖


當(dāng)該充電器采用定頻控制策略時(shí),實(shí)測(cè)該板在230V交流輸入,輸出滿載(12V/2A)情況下波形如下圖所示。圖中波形從上至下本別為原邊MOSFET的漏極電壓,原邊MOSFET驅(qū)動(dòng)及副邊同步整流驅(qū)動(dòng)。


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圖10. 采用定頻控制策略實(shí)測(cè)波形


采用本文提出的ZVS控制策略,同樣的輸入輸出條件下對(duì)應(yīng)的波形如下圖所示:


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圖11. ZVS控制策略實(shí)測(cè)波形


從圖11可見(jiàn),原邊MOSFET實(shí)現(xiàn)ZVS開通。同時(shí)比較了兩者效率對(duì)比如下:


原控制策略下效率為:

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新控制策略下效率為:

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采用本控制策略在不更改外部電路參數(shù)情況下與普通定頻控制策略相比效率提高1%,實(shí)現(xiàn)了更高的轉(zhuǎn)換效率。


結(jié)論


本文提出了一種新的反激拓?fù)淇刂撇呗裕ㄟ^(guò)副邊同步整流在副邊繞組過(guò)零后繼續(xù)導(dǎo)通一段時(shí)間,原邊功率MOSFET在任何負(fù)載及輸入電壓情況下都可以實(shí)現(xiàn)零電壓開通。本文通過(guò)理論計(jì)算給出了相關(guān)參數(shù)的計(jì)算公式,通過(guò)仿真驗(yàn)證了該策略的有效性,最后本文通過(guò)對(duì)一個(gè)24W充電器的實(shí)測(cè)對(duì)比驗(yàn)證了該策略可以實(shí)現(xiàn)更高的轉(zhuǎn)換效率。


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    、效率、穩(wěn)定性等。在雙輸出電源中,反饋控制是關(guān)鍵技術(shù)之,它直接影響到電源的性能和可靠性。
    的頭像 發(fā)表于 08-02 10:36 ?2900次閱讀