目錄

前言

一、必備大原則

1、電路板布局的大原則★

2、Buck工作時的電流路徑

3、開關節(jié)點的振鈴★

4、電路板的結構與特點

5、銅箔的電阻

6、銅箔的電感量

二、Buck電路板布局手法與案例

1、輸入電容器與二極管

2、散熱孔

1）散熱孔 2）散熱孔的設置

3、電感

1）與電路板布局有關的電感特性 2）電感的布局

4、輸出電容器

1）輸出電容器與輸入電容器電流的差異 2）輸出電容器的布局

5、反饋路徑

6、接地

1）模擬小信號接地與電源接地 2）地平層

三、電路板布局中的降噪對策

1、拐角布線

2、傳導噪聲

3、輻射噪聲

4、增加緩沖電路

5、自舉電路的降噪對策

6、高邊MOSFET的降噪對策

四、總結

前言

在 DC/DC 轉換器的設計中，電路結構和元器件選型的重要性是毋庸置疑的，而電路板布局也同樣重要甚至可以說更重要。即使電路圖紙和元器件常數(shù)正確，如果電路板布局不當也無法發(fā)揮預期性能，甚至無法工作。事實上很多“試制之后運行不理想”之類的問題都是由電路板布局引起的。

另外，開關電源“雖然噪聲較多，但暫且動起來了”的情況， 可能作為電源“暫且”還可以，但在某些案例中，會因產(chǎn)生的噪聲導致系統(tǒng)的 S/N 下降，甚至發(fā)展到無法滿足系統(tǒng)規(guī)格的地步。

由電路板布局引起的常見問題包括輸出噪聲（含尖峰和振蕩）、更不容易調節(jié)、運行不穩(wěn)定。雖然這些問題可以通過優(yōu)化電路板布局來解決，但即使是僅到了試制階段，重新設計電路板也會浪費大量的時間、費用和人工。要想實現(xiàn)快速而可靠的設計，重要的是要從高品質的電路板設計入手，而且必須抓住電路板布局的關鍵要點。本書中主要介紹了二極管整流和同步整流降壓型 DC/DC 轉換器（開關電源）相關的電路板布局?？赡苡行﹥?nèi)容也適用于其他方式或拓撲結構，但基本上是針對這些降壓型 DC/DC 轉換器的內(nèi)容。

本內(nèi)容摘自羅姆/ROHM，發(fā)現(xiàn)日本的資料比較通俗易懂。類似視頻：

一、必備大原則

在進行電路板設計時，布局的關鍵是如何進行元器件布局與布線設計，但是為什么這樣做會更好往往是有原因的。其原因涉及到開關電路固有的特點、組件的電氣特性以及 電路板的材料和結構等。下面匯總了設計電路板時至少需要事先了解的主要原則。

1、電路板布局的大原則★

首先列出的是電路板布局的大原則。后續(xù)的介紹和說明也都將基于這些原則進行。希望您在閱讀本書的過程中始終牢記這些原則。

降壓型 DC/DC 轉換器電路板布局的七大原則：

將輸入電容器和二極管布置在與 IC 引腳相同的面，并盡可能地靠近 IC。

必要時可設置散熱孔。

電感用來更大程度地降低自開關節(jié)點的輻射噪聲， 因此，雖然其重要程度不如輸入電容器，但也需要 布置在靠近 IC 的位置。

銅箔圖形面積不要過大。

輸出電容器布置于電感附近。

反饋路徑的布線盡量遠離電感和二極管等噪聲源。

拐角布線要用圓弧狀。

2、Buck工作時的電流路徑

開關電源雖然是模擬電路，但其是對電流和電壓進行開關(即ON/OFF)，這一點與線性工作為主的電路不同。因此， 需要考慮在哪個節(jié)點、哪條線路被施加什么性質的電壓， 流過什么樣的電流，來決定理想的元器件布局和電流路徑。

這意味著電路各部分的電壓和電流的大小和性質對電路板布局有很大的影響。因此，要想掌握在電路板布局中應該考慮的內(nèi)容，事先了解降壓型轉換器工作時的電流路徑和性質是非常重要的。

圖 1 是二極管整流(異步整流)降壓型 DC/DC 轉換器電路的示意圖。BOOT 引腳的電容器是用來驅動內(nèi)置 Nch-MOSOFET 的自舉用元件，連接于 COMP 引腳的電阻和電容器是相位補償用元件。有些 IC 可能沒有這些引腳。其他引腳和元器件則是基本的引腳和必要的外置元器件。

圖1. 開關元件Q1導通時的電流路徑

圖1中的紅色線表示開關Q1導通時流過的主要電流和路徑以及方向。CBYPASS是高頻用的去耦電容器，CIN是大容量電容器。在開關Q1導通的瞬間，會流過急劇的電流，大半電流來自CBYPASS，其次來自CIN。變化較緩和的電流來自輸入電源。圖2中的紅色線表示開關Q1關斷時的電流路徑。二極管D1導通，電感L蓄積的能量被釋放至輸出端。

圖2. 開關元件Q1關斷時的電流路徑

降壓型轉換器輸出端的電感是串聯(lián)插入的，因此輸出電容器的電流雖然會上下變動，但比較平滑。圖3的紅色線表示圖1和圖2的差異。每當開關Q1從關斷向導通、從導通向關斷切換時，紅色線部分的電流都會急劇變化。這部分變化急劇，因此出現(xiàn)含有較多高次諧波的電流波形。

圖3. 電流的差異和布局上的重要位置

該部分差異在電路板布局時是重要之處，需要予以特別重視。

簡單地講，無論是開關晶體管外置型，還是將整流二級管替換為晶體管的同步整流型，電流流向都是相同的。后續(xù)的內(nèi)容將以本電流流動的路徑為前提進行介紹，所以請充分理解本電流路徑。

＜小結＞

?進行電路板布局（設計）時，了解降壓型轉換器的電流路徑是非常重要的。

?開關穩(wěn)壓器的開關工作引發(fā)的電流急劇ON/OFF，如果不通過恰當?shù)牟季謥硖幚?，將對電路工作產(chǎn)生不良影響或帶來其他問題。

3、開關節(jié)點的振鈴★

在實際的印刷電路板中，會存在寄生電容和寄生電感。它們的影響之大往往出乎意料，如果電路正常但不能正常工作，很多情況下是由對布局中的寄生分量考慮不足造成的。在設計實際的布線圖形時，對寄生分量的處理無處不在。

在這里，將以開關節(jié)點（可以說是最需要注意的部分）為例來驗證產(chǎn)生振鈴的原因。

圖4中列出了同步整流降壓型DC/DC轉換器電路中的寄生電容和寄生電感，也就是藍色所示的C1～C2和L1～L5。印刷電路板上的電路中存在寄生電容和寄生電感，在開關導通時和關斷時會產(chǎn)生紅框內(nèi)的圖所示的高頻振鈴。

圖4. 電路板電路中的寄生電容、寄生電感及開關節(jié)點波形的振鈴示意圖

印刷電路板布線的電感量每1mm約1nH左右(計算方法參看EMC診斷技術及電磁兼容理論設計之6、布線對濾波電容噪聲抑制能力的影響)。也就是說，如果布線過長，則布線電感量將會增高。此外，開關用MOSFET的上升（tr）和下降（tf）時間一般為數(shù)ns。因寄生分量而產(chǎn)生的電壓和電流可通過以下公式計算。

基本計算公式

例：開關電壓＝5V、C＝1000pF

上式中假設布線長度約為10mm，因此代入10nH?？此坪芏痰木嚯x，但可以看出電流越大產(chǎn)生的電壓也越大。

此外，由公式可知，開關MOSFET的tr和tf越短，電流和電壓都越大。tr和tf越快，轉換損耗越低，效率越高，但更容易產(chǎn)生振鈴。

振鈴的頻段可按f＝1/時間來計算。假設tr和tf為5ns，則周期可認為是10ns，頻段為100MHz，一般的開關頻率多為500kHz～1MHz，因此將產(chǎn)生其100～200倍的高頻（參見圖5）。

圖5. 振鈴頻率隨著tr變快而提高并更容易產(chǎn)生振鈴的示例

下面來看圖4所示的電路模型中的寄生分量會產(chǎn)生怎樣的電流。圖6是高邊MOSFET導通時的示意圖。寄生電容C2被充電，寄生電感L1～L5積蓄能量，當開關節(jié)點的電壓等于VIN時，積蓄于L1～L5中的能量與C2產(chǎn)生諧振，從而產(chǎn)生較大的振鈴。

圖6. 高邊MOSFET導通時的電流路徑和振鈴

高邊MOSFET導通時的寄生電感L中積蓄的能量PON和諧振頻率fON可通過以下公式進行計算。

圖7是高邊MOSFET關斷時的示意圖。

圖7. 高邊MOSFET關斷時的電流路徑和振鈴

即使高邊MOSFET關斷，電感中也會持續(xù)流過電流，因此高邊MOSFET的寄生電容C1被充電，低邊MOSFET 的寄生電容C2放電，VOUT繼續(xù)降低。當VOUT低于低邊 MOSFET的寄生二極管的VF時，雖然所有電感電流會流過該二極管，高邊寄生電容C1的充電變?yōu)榱?，但此前寄生電感中積蓄的能量會引起與C1的諧振，并產(chǎn)生較大的振鈴。關斷時的寄生電感中的能量POFF和諧振頻率fOFF可按以下公式進行計算。

電感L4取決于CBYPASS的特性。另外，L3和L5受電路板布局的影響很大。本電路是開關晶體管外置型IC的電路示例，當使用開關晶體管內(nèi)置型IC時，L1、L2、C2將取決于其 IC，并且是固定值，與電路板的布局無關。

綜上所述，實際的印刷電路板中存在電路圖中沒有的分量，因此，如果布局不當，會隨著開關動作在開關節(jié)點產(chǎn)生較大振鈴，可能導致無法正常工作或噪聲增加等問題。

現(xiàn)在應該明白電路板布局的大原則中提到的“布線要短”的原因了。

＜小結＞

?實際的印刷電路板中，存在電路圖中沒有的寄生電容和寄生電感。

?寄生分量可能引發(fā)振鈴等問題。

?在進行電路板設計時要牢記這些要點，以實現(xiàn)理想布局。

4、電路板的結構與特點

要實現(xiàn)理想的電路板設計，不但需要先掌握布局要點，還需要事先了解電路板本身。圖8是電路板的橫截面示意圖。

圖8. 印刷電路板的基本結構（橫截面）

基本的電路板結構和特征如下：

?表面和背面的銅箔厚度通常與內(nèi)層厚度不同。

?芯材銅箔通常較厚，散熱性較好。

?芯材為通用厚度，可通過半固化片來調整厚度。

?有的芯材和半固化片的種類是容易產(chǎn)生遷移的材質，可能無法承受高濕度試驗。

5、銅箔的電阻

不僅要了解電路板，還需要了解焊盤布線的銅箔。當然，銅箔是有電阻的。在較大電流條件下，會產(chǎn)生較大的傳導損耗，也就是會產(chǎn)生電壓降或發(fā)熱現(xiàn)象，因此需要考慮到銅箔的電阻值。

銅箔的電阻按單位面積來考量。圖9為單位面積的銅箔電阻值示意圖。這是常見的銅箔厚35μm、寬1mm、長1mm條件下的電阻值。

圖9. 單位面積的銅箔電阻值

通?？衫孟铝泄竭M行電阻計算。

l：導體長度 [mm]

w：導體寬度 [mm]

t：銅箔厚度 [μm]

ρ：銅的電阻率 [μΩcm]

ρ(T = 25℃) = 1.72 μΩcm

ρ(T) = ρ(Ta = 25℃) × {1 + 0.00385(T ? 25)} [μΩcm]

T：溫度

根據(jù)從圖9中讀取到的單位面積電阻值RP來計算，結果如下：

RP：從圖中讀取到的電阻值[mΩ]

例如，25℃時，寬3mm、長50mm 的銅箔的電阻值，根據(jù)下列計算得出8.17mΩ。

根據(jù)該電阻值，得出流過3A電流時的電壓降為24.5mV。另外，從圖中可以看出，當溫度上升至100℃時，電阻值增加29%。所以，電壓降也增加至31.6mV。該銅箔引起的電壓降，在某些條件下可能會導致較大問題，因此基本上需要根據(jù)電流和溫度條件來考慮布線寬度。

6、銅箔的電感量

如“1.3 開關節(jié)點的振鈴”一節(jié)中所述，銅箔中存在電感。從這個意義上講，版圖中大部分物體都存在電阻、電容和電感分量。

銅箔的電感量可通過以下公式來計算。

l：導體長度[mm]

w：導體寬度[mm]

t：銅箔厚度[μm]

從公式可以看出，電感值基本上不依賴于銅箔的厚度。圖10是根據(jù)銅箔電感的計算值繪制的曲線圖。由圖可知，即使線寬提高到2倍，電感值也不會下降到理想程度。

圖10. 銅箔電感

要想減少寄生電感的影響，縮短布線長度是最好的解決方法。假設電感值L[H]的印刷布線上流過的電流在時間t[s]之內(nèi)變化量為i[A]，則將在其印刷布線的兩端產(chǎn)生以下電壓。

例如，當在寄生電感值為6nH的印刷布線上10ns內(nèi)流過2A的電流時，將產(chǎn)生以下電壓：

需要注意的是，在某些條件下寄生電感也會造成較大的電壓，不僅會影響運行，還有可能損壞部件。

＜小結＞

?需要事先了解電路板的基本結構。

?銅箔的電阻表現(xiàn)為電壓降，具有溫度依賴性。

?要注意銅箔的電感在某些情況下會引發(fā)高電壓。

?要降低電感值，縮短布線是有效方法

二、Buck電路板布局手法與案例

接下來介紹具體的元器件布局。案例中的電路板布局將基于“2、Buck工作時的電流路徑”中使用的電路展開（見圖11）。后續(xù)的電路板布局示例都將以該電路為基礎進行。

圖11. 電路板布局案例的基本電路

1、輸入電容器與二極管

布局先從最重要的元器件輸入電容器和二極管的布置開始。

在“1、電路板布局的大原則”中提到“將輸入電容器和二極管配置在與IC引腳相同的面，并盡可能地靠近IC”。這是非常重要的關鍵要點。

如果是輸出電流較小的電源(IO≤1A)，則輸入電容器的容值也較小，因此有時可以使CIN和CBYPASS復用1個陶瓷電容器。這是因為隨著電容值變小，陶瓷電容器的頻率特性會變好。但是，不同的類型和品牌，其頻率特性也不同， 因此需要確認實際使用的電容器的頻率特性。

如圖12所示，CIN所用的大容量電容器，通常頻率特性不會特別好，因此，需要與CIN并聯(lián)配置頻率特性優(yōu)異的高頻去耦電容器CBYPASS。CIN和CBYPASS的組合使頻率特性成為兩個電容器的合成特性。CBYPASS請使用表面貼裝型的積層陶瓷電容器(MLCC)。

圖12. CIN單體與組合了CBYPASS后的頻率特性比較

接下來，通過實際的布局來看理想的布局案例和不良的布局案例。

圖13為理想的輸入電容器布局案例。CBYPASS被配置在與IC引腳相同的面，并非常靠近IC。

圖13. 輸入電容器的理想布局案例

與之相對，圖14為妥協(xié)的案例。由于CBYPASS被配置在與IC相同的面并且位置非常接近IC，因此可以提供大部分脈沖狀的輸入電流。所以，大容量電容器CIN如圖14所示離開2cm左右也沒問題，但還是請遵循前面提到的“盡可能地靠近IC”原則。

圖14. 妥協(xié)的案例

當CBYPASS被配置于與IC相同的面并靠近IC時，CIN有2cm左右的距離也沒問題。

當因空間原因無法在IC相同的面配置CIN時，在按照原則正確配置了CBYPASS的前提下，可以如圖15所示，經(jīng)由過孔配置在背面。

圖15. 經(jīng)由過孔將CIN配置在背面的案例。紋波電壓可能會增加

這種方法有可能避免噪聲增加，但因過孔電阻的影響，在大電流時紋波電壓可能會增加，因此需要進行實際確認。下面的圖16是將CBYPASS和CIN配置在背面的布局案例。

圖16. 將CBYPASS和CIN配置在背面的布局案例。受過孔電感影響噪聲增加

這種布局受過孔的電感分量影響，電壓噪聲會增加，因此絕對不可以進行這樣的布局。 圖17是CBYPASS、CIN和二極管D1的理想布局。

圖17. 輸入電容器和二極管的理想布局案例

CBYPASS要盡量靠近IC的VIN引腳及GND引腳進行配置，這一點是非常重要的。但是，如果是降壓型轉換器，則即使將CBYPASS盡量靠近 IC配置，CIN的GND也存在數(shù)百MHz的高頻。因此，建議布局時CIN的GND和輸出電容器CO的GND離開1cm～2cm。

二極管D1也配置于與IC引腳相同的面，并盡量靠近IC。二極管使用盡量短且較寬的布線，并且需要直接連接于IC的開關引腳和GND引腳。

經(jīng)由過孔配置于背面時，受過孔電感的影響，噪聲將增加，因此絕對不可以采用這種方法。

圖18是不良的版圖案例。CBYPASS與IC的VIN引腳和GND引腳的距離較遠，因此受布線電感的影響會產(chǎn)生電壓噪聲和振鈴。

另外，二極管與IC的開關引腳和GND引腳的距離較遠，因此布線電感增加，尖峰噪聲變大。

當CBYPASS的布局不當，即未靠近IC的VIN引腳及GND引腳進行配置時，受布線長度或過孔影響，寄生電感將會增加，從而隨著開關而產(chǎn)生較大振鈴（圖19）。

圖18. 不良版圖案例

此外，到輸入電容器的環(huán)路會成為天線，將噪聲輻射到周邊。

圖19是CBYPASS離開2mm時和10mm時的波形。顯然，振鈴明顯增大。

圖19. CBYPASS的距離與振鈴

布局的影響會非常實在地在結果中顯示出來。在實際的布局工作中，可能有時不得不妥協(xié)，但是，請盡量減少妥協(xié)部分，爭取實現(xiàn)理想布局。

＜小結＞

?建議先從輸入電容器和二極管的布局開始。

?將輸入電容器和二極管配置在與IC引腳相同的面，并盡可能地靠近IC是不可動搖的原則。

?寄生電感會引發(fā)噪聲，因此使用過孔時需要充分驗證。需要注意電流開關的位置。

2、散熱孔

1）散熱孔

眾所周知，散熱孔是利用電路板來提高表面貼裝部件散熱效果的一種方法。然而，如果未正確配置散熱孔，則無法獲得良好的效果。

什么是散熱孔

散熱孔是在電路板上設置通孔，如果是單層雙面電路板，則是將電路板正反面的銅箔連接，增加用于散熱的面積和體積，即降低熱阻的手法。如果是多層電路板，則可以連接各層之間的面，或限定部分連接的層等，主旨是相同的。

表面貼裝型元器件是以通過安裝到印刷電路板上來降低熱阻為前提的。熱阻取決于起到散熱器作用的印刷電路板上的銅箔面積、厚度以及電路板的厚度和材質等?；旧鲜峭ㄟ^增加面積、提高厚度、提高熱導率來提升散熱效果。

但由于銅箔的厚度一般是有標準規(guī)格限定的，無法一味地增加厚度。另外，如今“節(jié)省空間”已成為一項基本要求，并不能因為想要電路板上散熱用的面積就一味占用，而且實際上銅箔的厚度也并不厚，所以當超過一定面積時將無法獲得與面積相應的散熱效果。

這些課題的解決對策之一就是“散熱孔”。要想有效使用散熱孔，很重要的一點是將散熱孔配置在靠近發(fā)熱體的位置，比如在部件的正下方等。如圖20所示，可以看出利用熱量平衡效果，連接溫差較大的位置是很好的方法。

圖20. 散熱孔的熱傳導

散熱孔的特性總結如下：

?來自發(fā)熱體的熱量透過銅箔消散

?面積越大，溫升越低

?散熱孔配置于溫差較大的位置（建議在發(fā)熱體的正下方）

?散熱孔的降溫效果取決于面積和體積

2）散熱孔的設置

來看散熱孔的布局示例。圖21是背面散熱片裸露型IC封裝HTSOP-J8的散熱孔布局和尺寸示例。為提高散熱孔的熱導率，建議采用可電鍍填充的、內(nèi)徑0.3mm左右的小孔徑過孔。需要注意的是，如果孔徑過大，在回流焊處理工序可能會發(fā)生焊料爬越問題。

散熱孔的間隔為1.2mm左右，設置于封裝背面散熱片的正下方。如果僅背面散熱片的正下方不足以散熱，則還可在IC的周圍設置散熱孔。在這種情況下要盡量靠近IC設置，這一點很重要。

圖21. 背面散熱封裝的散熱孔尺寸和設置位置示例

＜小結＞

?散熱孔是利用貫通電路板的通道（過孔）使熱量傳導到背面的散熱手法。

?散熱孔要設置在發(fā)熱體的正下方或盡可能地靠近發(fā)熱體。

3、電感

在對電感進行布局時，需要考慮如何更大程度地降低EMI。另外，使用前必須充分了解電感作為磁性元件的特性。

1）與電路板布局有關的電感特性

首先來稍微回顧一下與布局有關的電感特性。

當電流流過電感時會產(chǎn)生磁力線。當這種磁力線穿過導體（如果是印刷電路板，則導體為銅箔）時，會在這部分產(chǎn)生渦電流。也就是說，如果電感的附近有導體，則可能因渦電流而引發(fā)問題。由于渦電流是沿抵消磁力線的方向流動，因此會使電感值減小、Q值下降（損耗增加）。

順便提一下，Q是表示電感損耗量的參數(shù)之一，簡單地講， “Q值大＝損耗小”。此外，如果電感附近的銅箔是信號線，則渦電流可能致使噪聲傳播到信號，可能對電路工作造成 不良影響。

另一重要之處是，電感屬于發(fā)熱元件。眾所周知，當電感有電流流過時，會因繞組的電阻分量和其他損耗而發(fā)熱。隨著電感的溫度升高，除元件材料劣化之外，在鐵氧體鐵芯的情況下，如果超過居里溫度，電感值就會急劇下降。通常會提供額定電流值和電阻值規(guī)格作為參考標準，但在實際安裝時需要考慮到散熱。

2）電感的布局

為了盡可能地減少來自開關節(jié)點的輻射噪聲，雖然重要程度不如輸入電容器，但請將電感也盡量配置在IC附近。

如果為了降低布線電阻和增加散熱量而過度擴大銅箔面積，則銅箔可能會起到天線的作用，使EMI增加，因此不可過度增加銅箔面積。從EMI的角度出發(fā)考慮布線面積的布局示例見圖22，圖23為配置了超出必要的布線寬度的不良版圖示例。

圖22. 理想的電感布線示例

圖23. 銅箔面積過大的不良電感布線示例

具體的布線寬度可參考電流耐受特性來決定。圖24、圖25為流過某電流時的導線寬度和自發(fā)熱導致的溫升曲線圖。例如，當2A的電流流過導體厚度35μm的布線時，要抑制20℃的溫升，需要0.53mm的導體寬度。但是，由于布線受外圍元器件發(fā)熱量和環(huán)境溫度的影響，因此，需要保留充分的余量。例如，建議1盎司(35μm)電路板中每流過1A電流對應導體寬度1mm以上、2盎司(70μm)電路板中每流過1A電流對應導體寬度0.7mm以上。

圖24. 導體厚度為35μm時的導體寬度和電流引起的溫升

圖25. 導體厚度為70μm時的導體寬度和電流引起的溫升

電感的正下方不可配置GND或其他布線(圖26)。這正如前面提到的，磁力線穿過導體GND層并產(chǎn)生渦電流，受抵消磁力線的效果影響，會使電感值下降或Q值下降(損耗增加)。這部分有爭議，詳見：DCDC開關電源-電感下方是否鋪銅，采用“一體成型電感”后還是可以鋪銅的。

非GND的信號線也有因渦電流使開關噪聲傳遞給信號的可能性，因此應避免電感正下方的布線。不得不布信號線時，請使用漏磁較少的閉磁路電感。但是，必須實際測試并確認是否有問題。

圖26. 電感正下方的不良布線示例

另外，還需要注意電感引腳布線間的空間。如圖27所示，當引腳布線間的距離近時，開關節(jié)點的高頻信號經(jīng)由雜散電容，被電容感應至輸出。

圖27. 電感端子間過近的不良布線示例

＜小結＞

?電感要盡量配置在IC附近。

?電感布線的銅箔面積不可過大。

?電感的正下方不可配置GND層。也要極力避免配置信號線。

?電感端子的布線不要太靠近。

4、輸出電容器

與輸入電容器一樣，輸出電容器也是降壓型DC/DC轉換器必不可少的元件，會影響到輸出的平滑性、穩(wěn)定性以及紋波電壓。

1）輸出電容器與輸入電容器電流的差異

先來看輸入電容器CIN和輸出電容器CO中流動的電流的差異。圖28中的ICO為輸出電容器的電流波形，下方的ICIN為輸入電容器的電流波形。

輸入電容器中反復流過急劇的較大電流，而輸出電容器則以輸出電壓為中心反復進行與輸出紋波電壓聯(lián)動的平穩(wěn)充放電。這是因為輸出路徑中串聯(lián)插入了電感，電感L和CO具有輸出濾波器的作用。

圖28. 輸出電容器（上）和輸入電容器（下）的電流波形示例

2）輸出電容器的布局

CO的GND連接在距離CIN的GND連接部分1～2cm的位置，要盡量靠近電感（圖29）。

圖29. 輸出電容器CO的布局示例

如前所述，由于輸入電容器中反復流過急劇的上升/下降電流，因此CIN所連接的GND焊盤中會流入幾百MHz的高頻電流。當然，由于CO所連接的GND焊盤是相同的GND焊盤，所以如果在CIN的連接位置附近配置CO，則輸入的高頻噪聲可能會經(jīng)由CO傳導至輸出端。圖30是該原理的示意圖。

圖30. 當CIN和CO過近時，噪聲經(jīng)由GND傳出

之所以將CO的GND配置在距離CIN的GND約1～2cm的位置，是因為薄膜布線的電感量和電阻分量起到濾波器的作用，可以降低高頻噪聲。也就是說，這是在充分利用寄生分量。

＜小結＞

?輸出電容器要盡量配置在電感附近。

?為減少高頻噪聲的傳導，CIN的GND和CO的GND要離開1cm～2cm進行配置。

5、反饋路徑

反饋路徑是用來將輸出電壓反饋至電源IC的FB引腳以穩(wěn)定輸出的路徑。反饋路徑的布線在信號布線過程中也需要特別注意。

如圖31的電路圖所示，輸出電壓通過布線由電阻分壓，被反饋至電源IC的FB引腳=誤差放大器的輸入端。電源IC根據(jù)該電壓信息執(zhí)行穩(wěn)定輸出電壓的工作。該反饋路徑之所以重要，是因為如果實際的輸出電壓之外的噪聲或波動被送往誤差放大器，則不僅無法準確地穩(wěn)定輸出，在某些條件下還可能會產(chǎn)生振蕩等現(xiàn)象，工作可能會變得不穩(wěn)定。所以需要使反饋路徑能夠反饋純凈的信號。

圖31. 反饋路徑（VOUT→R1/R2→FB）

反饋路徑的布線有以下幾點需要注意(參考圖32)。

圖32. 反饋路徑布線時的注意要點

?如果因反饋信號布線而受到噪聲干擾，則輸出電壓會產(chǎn)生誤差，在某些情況下甚至會導致運行不穩(wěn)定。

?輸入反饋信號的IC的FB引腳阻抗較高，因此該引腳與電阻分壓電路的分壓節(jié)點之間要盡可能用短線連接：圖32的(a)

?檢測輸出電壓的位置要設置在輸出電容器的兩端或輸出電容器的后面：圖32的(b)

?從輸出到電阻分壓器之間的布線要平行且接近，這樣抗噪性能更好：圖32的(c)，艾德克斯IT6010B電源的解析的圖2.2有反映。

?要遠離電感和二極管的開關節(jié)點進行布線：圖32的(d)

?不在電感和二極管的正下方布線，不與電源開關類布線平行布線（多層電路板也同樣）

下面是考慮到這些要點的布線示例。圖33是在反饋路徑中使布線經(jīng)由過孔轉移到背面，遠離開關節(jié)點的布局示例。通過布局可以看出，完美地滿足上述條件的布線并非易事。還有，雖然在上述注意事項中未明確提及，但布線的基本要求是要“盡量短”。所以，一味地延長反饋布線，遠離電路區(qū)域的做法并不能稱之為良策。圖33是在背面鋪設反饋信號布線的對策方案示例。

圖33. 反饋路徑的布局示例。經(jīng)由背面布線

圖34是不良布局示例。反饋路徑是與電感平行布局的，所以因電感周邊產(chǎn)生的磁場而誘發(fā)了反饋路徑中的噪聲。

圖34. 反饋路徑的不良布局示例。在電感器的旁邊布線

實際上，因其他部件的關系，有時無論如何也無法實現(xiàn)理想的布局與布線。在這種情況下，需要好好斟酌理想布局的目的是什么，找出更好的折中方案。

＜小結＞

?來自輸出端的反饋信號線要遠離開關節(jié)點。如果受到噪聲干擾，可能會造成誤差或誤動作。

?還有一種經(jīng)由過孔在電路板背面布線的方法。

6、接地

由于接地（以下稱“GND”）布線是眾多部件分別需要的布線，所以需要好好斟酌其布局。另外，正如在之前的章節(jié)中介紹過的，在降壓型DC/DC轉換器電路中，與控制電路相連的輸出電壓的反饋等信號系統(tǒng)和切換較大電流的功率系統(tǒng)要分離是非常重要的，這一點在GND布線中也同樣重要。

1）模擬小信號接地與電源接地

GND在電路（電路板）的任意位置都具有相同的電位，但在模擬信號和數(shù)字信號混合存在的電路（近年來大多數(shù)是這種情況）中，多采用單獨設置模擬GND和數(shù)字GND，以使數(shù)字信號引起的噪聲不傳遞給微小的模擬信號的手法。在開關電源電路中思路也是一樣的，例如：走線的電壓值直接關系到輸出精度的反饋路徑，需要注意盡可能地減少開關節(jié)點產(chǎn)生的噪聲對其的影響。

雖然有多種命名，不過在這里將不喜歡噪聲的線路（如反饋路徑）相關的GND稱為“模擬小信號GND(AGND)”，將開關節(jié)點等切換較大電流的線路相關的GND稱為“功率GND(PGND)”。

至關重要的關鍵要點：AGND和PGND必須分離。雖然電位相同，最終也是要連接的，但這種做法是出于將“通過開關返回較大電流的GND”和“控制信號的GND”分開來防止干擾的考量。

另外，原則上PGND需要設置在頂層并布局在一起（圖35）。但是，由于元器件的布局等原因，有時會出現(xiàn)無論如何也無法挨在一起進行配置的情況。在這種情況下，也可將PGND分開并經(jīng)由過孔利用背面和內(nèi)層進行連接（圖36）。但是，受過孔電阻和電感的影響，可能會出現(xiàn)損耗增加和噪聲惡化問題，因此，請通過實際裝機進行充分驗證。

圖35. 基本的GND布局示例

圖36. 經(jīng)由過孔連接PGND的示例。需要驗證噪聲和損耗

＜小結＞

?AGND和PGND需要分離。

?布局的基本原則是將PGND配置在頂層并且PGND之間不分開。

?當需要將PGND分開并經(jīng)由過孔在背面連接時，受過孔電阻和電感的影響，損耗和噪聲可能會惡化，因此需要進行驗證。

2）地平層

地平層（GND層）是指具有一定面積的GND布線，在背面和內(nèi)層設置GND層的基本目的是減少直流損耗、屏蔽及散熱，而接地只是輔助作用。

在多層電路板的內(nèi)層或背面設置GND時，需要注意與高頻開關噪聲較多的輸入端和二極管PGND之間的連接。

如圖37所示，在第3層有公共GND、在第4層有信號GND的情況下，它們與PGND的連接要在高頻開關噪聲較少的輸出電容器CO附近的PGND進行。不可連接噪聲較多的輸入電容器CIN和二極管D附近的PGND。

圖37. 多層電路板中的PGND和信號GND的連接示例以及注意事項

在第2層有用來減少直流損耗的PGND層時，需要將頂層的PGND和第2層用多個過孔連接，以減小PGND的阻抗。

＜小結＞

?在多層電路板的內(nèi)層或背面設置GND層時，需要注意與高頻開關噪聲較多的輸入端和二極管PGND之間的連接。

?頂層PGND與內(nèi)層PGND的連接，要通過多個過孔連接，以降低阻抗，減少直流損耗。

?公共GND或信號GND與PGND的連接要通過高頻開關噪聲較少的輸出電容器附近的PGND進行，不可通過噪聲較多的輸入電容器和二極管附近的PGND進行連接。順便提一下，很多DC/DC轉換器IC具備AGND(SGND)和PGND兩個GND引腳。這是因為在IC內(nèi)部信號系統(tǒng)和開關（功率）系統(tǒng)也是分開的（分開的原因與上述原因完全相同）。另外同樣，由于需要相同的電位，所以最終需要連接。重要的是，IC的AGND和PGND要在一個點進行連接。最佳連接點請參考技術規(guī)格書中的布局等信息。

三、電路板布局中的降噪對策

正如之前所提到的，在開關電源電路中，電路板布局需要抑制噪聲并確保穩(wěn)定且純凈的運行，同時需要考慮到EMI并盡可能地減少對其他元器件的影響。除了基本的元器件布局和布線設計之外，還涉及到與電路板布局有關的降噪對策。

1、拐角布線

薄膜布線不可避免地需要拐角（彎曲），但彎曲方法不當可能會使EMI問題更嚴重。沒有電路板布局經(jīng)驗的人可能不太相信，但這是的確是一項技術訣竅（技巧）。圖38給出了拐角布線的好壞示例。如果將拐角布線設計為直角，阻抗將在拐角發(fā)生變化。這會導致電流紊亂，產(chǎn)生被稱為“反射”的波形畸變。在開關節(jié)點等頻率較高的布線中，受這種反射的影響，EMI可能會加重。

圖38. 拐角布線的好壞

拐角布線不要設計為直角，設計為45°或圓弧狀比較好。彎曲的半徑越大，阻抗的變化越小。

2、傳導噪聲

傳導噪聲是反饋到輸入線路的噪聲，也被稱為“傳導發(fā)射(Conducted Emission)”。噪聲頻段主要出現(xiàn)在開關頻率的倍數(shù)處。

這種噪聲可通過增加鐵氧體磁珠或π型濾波器來抑制。這類降噪元器件必須選擇適合降噪目標頻段的元器件。這就需要先確認噪聲并鎖定目標頻率。圖39是傳導噪聲的測量數(shù)據(jù)示例。

圖39. 傳導噪聲的測量數(shù)據(jù)示例

3、輻射噪聲

另一個必須考慮的噪聲是輻射噪聲。DC/DC轉換器的輻射噪聲是受開關ON/OFF波形斜率和振鈴影響而產(chǎn)生的，其產(chǎn)生頻段約為100MHz～300MHz。

開關上升和下降時的振鈴主要源于MOSFET和輸入電容器間布線電感，電感量的大小會影響到噪聲。就如在“輸入電容器的布局”中所提到的，通過優(yōu)化輸入電容器的布局和布線，可以降低噪聲水平。

當DC/DC轉換器電路的輻射噪聲超過配套設備必須滿足的標準時，其對策方法包括緩和開關波形以及增加緩沖電路。

圖40是輻射噪聲的測量示例。紅線表示噪聲水平的限值，在該示例中，接近200MHz的區(qū)域表現(xiàn)出的結果不是很理想。

圖40. 輻射噪聲的測量數(shù)據(jù)示例

4、增加緩沖電路

本節(jié)介紹“3、輻射噪聲”中提到的對策之一：“增加緩沖電路”。增加緩沖電路是降低噪聲的常用手法。要降低開關節(jié)點的噪聲時，可在輸出端增加緩沖電路，但針對輸入噪聲，則需要在輸入端增加。在該示例中，通過在開關節(jié)點增加RC，可由電阻消耗開關引起的振鈴的高頻能量，從而起到吸收振鈴的作用(見圖41)。

圖41. 緩沖電路及其工作示例

但是，增加緩沖電路會產(chǎn)生損耗。為了增加效果而提高電容器的容值的話，電阻需要能夠容許其功率。下面為緩沖電路損耗的公式和計算示例。緩沖電路損耗計算示例：緩沖電阻10Ω，緩沖電容器1000pF，輸入電壓12V，在開關頻率1MHz時的電阻容許損耗：

緩沖損耗P = C×V^2×fSW

1000pF×144×1MHz = 0.144W

*電阻的額定功率MCR18(3216)：需要0.25W以上。

＜小結＞

?緩沖電路通過電阻消耗高頻能量。

?由于會產(chǎn)生緩沖損耗，所以請注意電阻的容許損耗。

?需要權衡緩沖電路的效果和損耗。

5、自舉電路的降噪對策

接下來，介紹在“3、輻射噪聲”中提到的一個對策“緩和開關波形的方法”。還有另一種方法，將在下一節(jié)中介紹。

在高邊開關使用Nch MOSFET的IC，通常具有BOOT引腳。該引腳具有將輸出電壓供給自舉電路，并為高邊MOSFET提供足夠的柵極驅動電壓的功能。

由于BOOT引腳連接于開關節(jié)點，因此通過在這里插入電阻，可減緩高邊MOSFET導通時的上升速度，從而可抑制開關導通時的噪聲。缺點是開關時間變慢，會使MOSFET的開關損耗會增加(參考圖42)。

圖42. 在自舉電路中插入電阻的示例

＜小結＞

?通過在BOOT引腳處插入電阻，可以緩和高邊MOSFET導通時的上升波形的斜率，從而降低噪聲。

?請注意，MOSFET的開關損耗會增加。

6、高邊MOSFET的降噪對策

這也是在“3、輻射噪聲”中提到的對策“緩和開關波形的方法”之一。

該方法通過在高邊MOSFET的柵極驅動端和柵極間插入電阻，來限制柵極電荷，使高邊MOSFET的上升和下降平緩，從而降低導通和關斷時的噪聲(參考圖43)。

缺點與在自舉電路中增加電阻的方法一樣，MOSFET的開關損耗會增加。另外，這種方法不適用于開關內(nèi)置型IC，只適用于使用了開關外置型控制器IC的結構。

圖43.在外置高邊MOSFET的柵極插入電阻的示例

＜小結＞

?通過在高邊MOSFET的柵極插入電阻，可緩和導通與關斷時的上升和下降波形的斜率，從而可降低噪聲。

?請注意，MOSFET的開關損耗會增加。

?MOSFET內(nèi)置型IC無法插入電阻，因此不適用這種對策。

四、總結

本書介紹了有關降壓型DC/DC轉換器的安裝電路板的布局要點。在各章節(jié)中分別對各個布局要點進行了具體解說，其中的根本要點是“1、電路板布局的大原則”中列出的7個項目，另外需要始終牢記的是“布線要盡量短”。

如果遇到所設計的電路是正確的，并且元器件也沒有問題，但是安裝在電路板上之后達不到預期性能甚至不運行的問題，請首先確認電路板的布局是否合理。這樣的情況確實并不少見。

最重要的是要盡可能地消除從電路設計到電路板設計、試制及量產(chǎn)過程中的返工或重新設計情況的發(fā)生。為此應該做的是提高包括電路板設計在內(nèi)的設計品質。

在實際的電路板布局中，元器件的布局和布線設計常常會成為制約因素。因此，認真將應該注意的要點體現(xiàn)在布局設計中是非常重要的。在結果不理想的情況下，必須進行實測并確認有無問題。另外，電路板布局設計既涉及到多層電路板，還涉及到電磁波，從某種意義上講，可以說是要求從三維的角度進行布局的設計。而要想實現(xiàn)更出色的設計，就需要不斷地積累實際設計和實際測量的工作經(jīng)驗，這一點是非常重要的。

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審核編輯 黃宇