ANPC（Active Neutral Point Clamped）拓?fù)浼从性粗悬c(diǎn)鉗位技術(shù)，是基于NPC型三電平拓?fù)涓倪M(jìn)而來，最早提出是用來克服NPC三電平拓?fù)鋼p耗分布不均勻和中點(diǎn)電位問題。從結(jié)構(gòu)上看，ANPC是將NPC1的鉗位二極管替換為IGBT與二極管反并聯(lián)鉗位的結(jié)構(gòu)，與NPC1一樣可以實(shí)現(xiàn)三電平輸出以降低諧波，且器件耐壓和NPC1相同。通過增加兩個(gè)IGBT，新增兩條零電平換流路徑，有益于改善損耗分布，具有更多的控制策略。ANPC拓?fù)淠壳皬V泛應(yīng)用在風(fēng)電變流器，光伏發(fā)電，電池儲(chǔ)能等領(lǐng)域。

三相NPC1逆變器

三相ANPC逆變器

圖1 NPC1和ANPC的拓?fù)鋵?duì)比

以下我們從換流路徑，調(diào)制策略和芯片損耗分布等方面進(jìn)行介紹，結(jié)合仿真以分析ANPC在實(shí)際案例中的損耗情況以及對(duì)于半導(dǎo)體器件的要求。

換流路徑

由于ANPC拓?fù)渫卣沽藘蓷l新的零電平電流路徑，可以通過采用不同的調(diào)制策略優(yōu)化各個(gè)管子損耗分布以提升效率，NPC1的零電平路徑如下圖2，分別為D5→T2(0+)和T3→D6(0-)。ANPC額外增加了兩條新的路徑，分別為T6→D3(0+)和 D2→T5(0-),其他正電平和負(fù)電平電流路徑未發(fā)生變化。

圖2 NPC1和ANPC的零電平換流路徑

基于新增的換流路徑，定義電流流出橋臂為正，以電壓電流分為四個(gè)象限進(jìn)行分析：

V＞0，I＞0，T1→T2可換流到T6→D3或D5→T2

V＜0，I＜0，T3→T4可換流到T3→D6或D2→T5

V＞0，I＜0，D1→D2可換流到D2→T5或T3→D6

V＜0，I＞0，D3→D4可換流到T6→D3或D5→T2

ANPC調(diào)制策略

通過選擇不同的電流路徑對(duì)應(yīng)不同的調(diào)制策略，較常見的調(diào)制策略有ANPC-PWM1,ANPC-PWM2以及零電平雙續(xù)流調(diào)制策略ANPC-PWM100等。

ANPC-PWM1

圖3 ANPC-PWM1調(diào)制策略

圖3為ANPC-PWM1的換流路徑和各位置芯片的驅(qū)動(dòng)波形，以正半周換流為例進(jìn)行分析，當(dāng)處于逆變狀態(tài)時(shí)(V＞0，I＞0)從正電平輸出切換至零電平時(shí)，有兩個(gè)電流路徑可供選擇，當(dāng)選擇以D5/T2為換流路徑，即保持T2開通狀態(tài)不變，T1此時(shí)和T5進(jìn)行互補(bǔ)開通構(gòu)成正半周的不同電平換流，此時(shí)T3/T4/T6均為關(guān)閉狀態(tài)；

當(dāng)處于整流狀態(tài)時(shí)(V＞0，I＜0)，正電平至零電平的切換路徑為D1/D2至D2/T5，仍然是T1與T5進(jìn)行互補(bǔ)開通。負(fù)半軸的兩個(gè)象限的換流路徑同理，常通器件為T3，T4與T6進(jìn)行換流。

圖4 ANPC-PWM1調(diào)制策略對(duì)芯片面積的需求

這種調(diào)制策略和NPC1換流路徑類似，通常稱為ANPC-PWM1調(diào)制方式，主要特點(diǎn)是:

1.換流路徑最小，尖峰電壓可以得到更好的抑制。

2.T1/T4, T5/T6均是半周期高頻切換；T2/T3則是常通或常閉，半周期進(jìn)行一次切換，產(chǎn)生的損耗為大多為導(dǎo)通損耗。ANPC-PWM1,T2/T3只有導(dǎo)通損耗，適用于對(duì)無功輸出能力要求高的場(chǎng)景，例如SVG和高低壓穿越的場(chǎng)景。

功率器件廠家會(huì)結(jié)合ANPC-PWM1的調(diào)制策略,針對(duì)各個(gè)位置的器件開通特性進(jìn)行組合，英飛凌具有廣泛的芯片類型和開發(fā)經(jīng)驗(yàn)，可以使用高速芯片作為需要高頻開關(guān)T1/T4/T5/T6，使用低飽和壓降的芯片用來做低頻開關(guān)T2/T3，通過最適配的芯片組合，進(jìn)一步提升模塊的效率。

ANPC-PWM2

圖5 ANPC-PWM2調(diào)制策略

圖5為ANPC-PWM2的換流路徑和各個(gè)芯片的驅(qū)動(dòng)波形，同樣以正半周換流為例進(jìn)行分析，當(dāng)處于逆變狀態(tài)時(shí)(V＞0，I＞0)，當(dāng)從正電平輸出切換至零電平時(shí)，此時(shí)選擇以T6/D3為換流通路，在正半周時(shí)T1和T6時(shí)刻保持常通，此時(shí)需關(guān)閉T2且開通T3，T1此時(shí)和T6/D3構(gòu)成正半周的不同電平換流，此時(shí)T4/T5均為關(guān)閉狀態(tài)；

當(dāng)處于整流狀態(tài)時(shí)(V＞0，I＜0)，正電平至零電平的切換路徑為D1/D2至T3/D6，仍然是T2與T3進(jìn)行互補(bǔ)開通。負(fù)半軸的兩個(gè)象限的換流路徑同理，常通管切換為T4和T5，T4與D2/T5進(jìn)行換流。

圖6 ANPC-PWM2調(diào)制策略對(duì)芯片面積的需求

這種調(diào)制策略和APNC-PWM1呈現(xiàn)不同特點(diǎn)，稱為ANPC-PWM2調(diào)制方式，特點(diǎn)是:

1.換流路徑較大，相較于ANPC1-PWM1會(huì)增加較大的換流回路雜感，IGBT關(guān)斷尖峰電壓需要重點(diǎn)進(jìn)行關(guān)注。

2.在ANPC-PWM2中，僅有T2和T3是全周期高頻切換，剩余位置的芯片均是半周期常通或常關(guān)狀態(tài)，且半周期進(jìn)行一次切換，產(chǎn)生的損耗基本為導(dǎo)通損耗。

另外在輸出正電平T1/T2開通和輸出負(fù)電平T3/T4開通時(shí)，相對(duì)應(yīng)的T5/T6鉗位二極管開通可以均衡T3/T4以及T1/T2兩端電壓，將母線電壓均衡分布在兩個(gè)管子上。

同樣根據(jù)此調(diào)制策略的特點(diǎn)，可以在三電平模塊中將T2/T3配置為高頻SiC芯片，其余芯片以飽和壓降小的芯片為主，以達(dá)到高效的目的。

ANPC-PWM100

圖7 ANPC-PWM100調(diào)制策略

除了ANPC-PWM1和ANPC-PWM2調(diào)制策略外，通過合理利用零電平續(xù)流路徑，可以進(jìn)一步降低ANPC整體損耗。

例如在ANPC-PWM1中將新增零電平路徑T6/D3和D2/T5共同作為零電平路徑進(jìn)行換流。例如在正電平和零電平換流時(shí)，在T1關(guān)閉后，先后打開D5/T2和T6/D3進(jìn)行零電平續(xù)流，此時(shí)一個(gè)周期內(nèi)部分芯片半周期高頻切換，T5和T6整個(gè)周期高頻切換，相當(dāng)于兩條路徑共同分擔(dān)零電平時(shí)刻通過的電流，并聯(lián)分流以降低導(dǎo)通損耗。

通過合理的切換冗余零電壓狀態(tài)即可調(diào)節(jié)開關(guān)器件的損耗分布，從而可以針對(duì)性的提高逆變器的容量和器件的開關(guān)頻率。另外，雙續(xù)流ANPC調(diào)制的損耗改善效果和逆變器實(shí)際運(yùn)行時(shí)的調(diào)制系數(shù)以及功率因數(shù)相關(guān)，不同的工作模式下結(jié)果不同，后續(xù)會(huì)通過仿真分析ANPC不同的調(diào)制模式下的損耗分布情況。

下篇將詳細(xì)分析如何通過PLECS仿真工具來分析在不同的調(diào)制方式和工況下ANPC各位置芯片的開關(guān)狀態(tài)和損耗分布情況。