1 引言

數(shù)字陣列雷達是一種全新體制的雷達，它是由天線單元、數(shù)字陣列模塊(DAM)、參考時鐘、大容量數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)、信號處理機和顯示系統(tǒng)組成。其中DAM 是數(shù)字陣列雷達的核心，它包括分布式頻率源、l6個T／R組件以及數(shù)字采集與數(shù)字信號產(chǎn)生等，將傳統(tǒng)的接收與發(fā)射集成為一個整體，是一個完整的雷達傳感器單元。

由于DAM 在數(shù)字陣列雷達中起到關鍵作用，因此其供電問題就顯得尤為重要。目前常用的供電方式是集中式供電方式，如圖l所示。即將輸入的220V交流電直接變換成DAM 所需的各種規(guī)格的直流電壓，再通過電纜將這些電壓傳輸至DAM內(nèi)的各個T／R組件和其相關電路。集中供電方式存在以下不足：

(1)發(fā)熱集中，散熱較難處理；

(2)線路壓降大；

(3)動態(tài)響應差；

(4)系統(tǒng)可靠性低，一旦電源出現(xiàn)故障，整個DAM 都不能工作；

(5)可擴充性差。

針對以上不足，我們提出了DAM 的分布式供電方式，如圖2所示。即先將220V交流電變換成36V直流電，然后通過電纜將36 V直流電傳輸至各DAM，最終在DAM 內(nèi)部用DC—DC電源模塊將輸入的36 V直流電變換成T／R組件和其相關電路所需的各種電壓。采用分布式供電有以下優(yōu)點：

(1)單個電源模塊發(fā)熱量低且分散；

(2)36 V直流電電壓傳輸，線路壓降?。?/p>

(3)動態(tài)響應好；

(4)系統(tǒng)可靠性高，單個電源模塊出現(xiàn)故障，對整個DAM 的影響很??；

(5)可擴充性好。

由于已有220V交流電變成36V 直流電的標準電源，因此DAM 分布式供電電源的設計難點集中在數(shù)字陣列模塊(DAM)內(nèi)部的DC—DC模塊的設計。本文即針對該DAM 用DC—DC模塊，分析其設計難點，給出技術方案，并重點討論了如何提高電源模塊的動態(tài)響應速度。

2 DC—DC電源模塊技術方案

2．1 主要技術指標與難點分析

在本系統(tǒng)的DAM 中，對分布式DC-DC電源模塊的基本要求如下：

輸入電壓：36V直流電(30~40V直流電)

輸出：+10V，6A(脈沖輸出，大占空比10 ，周期3 ms，即大脈沖時間300μs)

+5V，0．2 A(脈沖輸出，大占空比90%，周期3ms，即大脈沖時間2700μs)

+5V，0．6A(連續(xù)輸出)

+3．3V，0．4A(連續(xù)輸出)

輸出紋波和噪聲10V：≤100mV

5V，3．3V：≤ 50mV

由技術指標可以看出，與常規(guī)電源相比，該DAM 用模塊電源的設計難點表現(xiàn)在：

(1)具有脈沖輸出功能；

(2)對輸出脈沖的波形質(zhì)量要求高，表現(xiàn)在輸出脈沖與控制脈沖的延遲小(≤200ns)、輸出脈沖的上升沿快(≤200ns)、脈沖展寬小(≤3μs)以及輸出噪聲小等；

(3)雷達脈沖電流的負載特性和低的輸出紋波要求，需要模塊電源有良好的動態(tài)性能；

(4)模塊的電磁兼容性要求較高。由于電源模塊工作于DAM 內(nèi)部，必須防止模塊的高頻開關噪聲干擾DAM 正常工作；

(5)模塊的結(jié)構(gòu)和熱設計是模塊設計的又一難點。由于DAM 內(nèi)部空間有限，要求模塊實現(xiàn)小體積和高功率密度，這對模塊散熱提出了更高的要求。

2．2 技術方案

由于電源模塊為多路輸出，輸出電壓低于輸入，并要求有脈沖調(diào)制輸出功能，輸出脈沖電流較大；同時，考慮到DAM 內(nèi)部電路還要使用輸入電壓36V，因此電源的主電路應采用可靠的非隔離式電路拓撲。為了滿足DAM 內(nèi)部較小的特殊結(jié)構(gòu)尺寸，應通過高頻化來有效地減小濾波元件，從而減小電源體積，國內(nèi)這類電源中電華星做的比較好?；谏鲜隹紤]，本電源模塊采用了LM5575為控制芯片的Buck電路的拓撲結(jié)構(gòu)，開關頻率選定在440 kHz。模塊的原理框圖如圖3所示，功率處理分為兩大部分：

(1)多個PWM 控制Buck變換器實現(xiàn)多路穩(wěn)定的輸出電壓變換；

(2)脈沖調(diào)制電路實現(xiàn)脈沖輸出。

3 DC—DC電源模塊的關鍵技術

結(jié)合難點分析，針對電源模塊以下關鍵技術進行論述：

(1)如何實現(xiàn)電源模塊的快速動態(tài)性能；

(2)如何實現(xiàn)邊沿陡、延遲小的脈沖調(diào)制輸出；

(3)如何減小電磁干擾。

3．1 閉環(huán)設計

由圖3可知，要保證輸出直流電壓穩(wěn)定、輸出脈沖頂降小，需要DC-DC變換器的輸出特性好，穩(wěn)態(tài)精度高；有很好的動態(tài)特性，及時響應平均負載變化；有良好的抗脈沖負載干擾能力。因此，恰當?shù)淖儞Q器的反饋校正網(wǎng)絡的選擇和正確設計顯得尤為重要。

前級DC-DC的反饋控制原理如圖4所示。

圖中，G(s)，H(s)分別為功率變換與反饋網(wǎng)絡部分的傳遞函數(shù)，則G(s)H(s)被稱為閉環(huán)系統(tǒng)的開環(huán)環(huán)益。

穩(wěn)定工作是閉環(huán)設計的基本要求。根據(jù)頻域的穩(wěn)定判據(jù) ]，為使電源穩(wěn)定，應保證穿越頻率處，即閉環(huán)增益201g l HG l=0點，變換器的補償后環(huán)益?zhèn)鬟f函數(shù)的相位Iφl< 180。采用平均法，考慮輸出電容ESR的影響建立Buck變換器的小信號模型，并考慮到PWM 調(diào)制比k1、輸出電壓的采樣系數(shù)k2，得到功率電路的傳遞函數(shù)滿足：

式中，L、C、R分別為Buck變換器的輸出濾波電感、輸出濾波電容和負載等效電阻；Resr為輸出電容的ESR。

將實際電路參數(shù)Vin=36V、L=6μH、C=330μF、k1=0．25、k2=0．25、Resr=50mΩ、R=1．667Ω代人式(1)，可得到Buck變換器未補償前的幅相曲線如圖5所示。

顯然，未補償?shù)腂uck變換器低頻增益較小，存在穩(wěn)態(tài)誤差；；在fp=1／(27πLC)(實際為3．577kHz）具有二階極點，需要引入補償環(huán)節(jié)。目前常用的反饋校正網(wǎng)絡有3種：I型、Ⅱ型和III型。I型為常規(guī)的PI補償；Ⅱ型在I型的基礎上增加了高頻極點，提高了高頻抗擾能力；III型為PID補償器，增加零點，提供相位補償。根據(jù)開環(huán)Buck電路的特性和應用場合，我們要提高低頻增益，同時提高高頻段的抗干擾能力，因此選擇Ⅱ型校正網(wǎng)絡，其具體電路如圖6(a)所示，波特圖如圖6(b)所示。

傳遞函數(shù)為

由圖6可見，該網(wǎng)絡具有兩個極點fp1，fp2，一個零點 fz其中，

fp1有助于提高閉環(huán)電路的低頻增益，保證穩(wěn)態(tài)無差別。用fz來補償主電路的二階極點fp=1／(2nLC)，保證閉環(huán)系統(tǒng)穩(wěn)定并有恰當?shù)南嘟窃６葋硗瑫r保證快的動態(tài)性能。fp2極點用于抑制高頻噪聲影響，其位置設定在遠離整個環(huán)路的穿越頻率，以避免影響環(huán)路的穩(wěn)定性。實際上通常放在開關頻率附近，保證補償后高頻段呈每十倍頻40dB衰減，有良好的抗擾特性。

具體補償參數(shù)的設計過程如下：①根據(jù)圖5給出的開環(huán)特性曲線，取R1=1kΩ，令補償后環(huán)益的穿越頻率為15kHz，計算求得R2=4KΩ，實際選取3．9 kΩ；② 令fz=1 kHz(低于主電路的二階極點)，計算得C1=0．04μF，實際選取C1=0．033μF；③ 令fp2=440kHz(即開關頻率)，計算得C2=92pF，實際選取C2=88pF(用68pF和20pF并聯(lián))。則補償后的系統(tǒng)環(huán)益的頻率特性曲線如圖7所示，圖中實線為補償后的頻率特性曲線、虛線為未加補償網(wǎng)絡的頻率特性曲線。顯然，補償后的低頻增益明顯增大，有利于提高穩(wěn)態(tài)精度；穿越頻率為15kHz，達到設計的預期要求；相角裕度為180°-139°=41°，具有較好的穩(wěn)態(tài)精度和動態(tài)性能。實際帶額定脈沖電流輸出時，連續(xù)輸出端紋波Vp-p≤30mV，遠小于設計要求。

3．2 脈沖調(diào)制輸出

脈沖調(diào)制輸出電路由儲能電容C、電子開關(調(diào)制管)V和脈沖驅(qū)動電路組成，如圖8所示。由于脈沖輸出電流大于功率電路設計的額定電流，為防止電感瞬間飽和，避免后級過大的脈沖電流引起電容電壓頂降過大影響輸出電壓特性(5 V脈沖輸出和5 V連續(xù)輸出共用PWM 變換器)，并保證輸出脈沖波形的保真度，需要在調(diào)制電路輸入側(cè)配置一定容量的電容，實現(xiàn)脈沖調(diào)制環(huán)節(jié)和前級PWM DC-DC變換電路的負載隔離，改善調(diào)制電路的響應速度，使得輸出脈沖波形在頂降、脈沖展寬、上升時間、輸出延遲時間等指標上能夠滿足設計要求。TTL調(diào)制信號通過驅(qū)動電路對電源輸出進行開關控制，實現(xiàn)輸出功率脈沖對TTL 信號的跟隨，完成對直流功率的調(diào)制功能。下面結(jié)合本電源中10V脈沖輸出電路，給出儲能電容和驅(qū)動電路的設計依據(jù)。

本電源10 V 脈沖輸出指標為占空比10%、脈沖周期3ms、脈沖電流6A、頂降≤0．5V，延遲時間≤200ns、上升時間≤200ns、脈沖展寬≤3μs。

3．2．1 儲能電容容量計算

脈沖輸出時間很短，因此可以近似認為儲能電容放電電流恒定。由于后級輸出脈沖電流遠遠大于前級濾波電感電流，所以儲能電容放電電流近似等于輸出脈沖電流。脈沖輸出時，輸出電壓頂降滿足：

式中，△u為輸出電壓頂降；△t為輸出脈沖時間；i為輸出脈沖電流。

將10 V 脈沖輸出對應的指標△u≤ 0．5 V、△t=300 s、i=6A代人式(6)計算可得出儲能電容值為C=3 600μF。

考慮到電容放電效率等影響因素，實際選用時，增加10%的裕量，則實際使用的電容容量為3 960μF。

如圖9所示，10 V脈沖輸出在額定脈沖電流情況下，實測頂降為0．48V，小于0．5V 的設計要求。容量選取恰當合理。

3．2．2 目制電路設計

如圖8所示，電路中電子開關V 采用功率MOS管，由于MOS管存在寄生電容，將會導致脈沖輸出電流較大時，延遲時間、上升時問、脈沖展寬等難以滿足設計要求。因此我們在設計時，應特別注意驅(qū)動電路的設計，一方面提高驅(qū)動電路的驅(qū)動電流能力，保證V快速開通，減小驅(qū)動延遲；同時布板時盡量減小驅(qū)動引線電感，保證高速驅(qū)動效果。圖10、圖11和圖12分別給出10 V脈沖的輸出延遲時間(56ns)、脈沖上升時間(100ns)以及脈沖展寬(2μs)實驗波形，輸出波形滿足了設計指標要求。

3．3 電磁兼容的設計

為了減小濾波元件的體積，本電源模塊的開關頻率較高，為440kHz。高頻化同時也帶來了高頻電磁干擾問題，特別是開關頻率的諧波部分以及開關管上的電壓尖峰部分的頻率很容易干擾到DAM 中的T／R電路。

為了抑制輻射噪聲，實際采取了以下具體措施：① 電路上，在開關元件上加入尖峰能量吸收電路。② 布線時，采用6層PCB結(jié)構(gòu)，將各功率信號層之間采用地層隔離，保證噪聲電流有效地耦合到地線上。同時，盡量減小功率回路的面積，最大限度地減小輻射噪聲。③ 在磁性元件上，采用銅皮屏蔽，有效抑制了電磁輻射。④ 電源模塊采用全密封的外殼，也大大減小了輻射干擾。

針對傳導噪聲，在電源模塊輸入端增加大容量的儲能電容、共模電感和差模電容，有效地抑制了輸入端的傳導干擾。在電源模塊輸出端，通過優(yōu)化反饋電路和改善輸出端的濾波器常數(shù)，提高電源的動態(tài)響應并降低輸出電壓的紋波和噪聲；同時，還在輸出端口串接高頻磁珠，抑制輸出端的傳導噪聲。

4 模塊的結(jié)構(gòu)和熱設計

為滿足DAM 內(nèi)部有限的空間要求，本模塊的管殼設計成85 mm×32 mmx 11．5 mm的尺寸；同時采用可伐4J29作為管殼材料，以保證與管殼陶瓷基板間良好的熱匹配及平行縫焊的可行性；采用高溫共燒陶瓷絕緣子的引出線方式，保證在機載環(huán)境下，與T／R組件電氣連接的可靠性；殼體與引線鍍金，保證了良好的接地及引線的可焊性。另外，為滿足內(nèi)部厚膜管芯電路對氣密性的要求，整個管殼完全密封，其密封工藝能達到指標要求。

本模塊熱設計的宗旨即減小縱向熱阻。由于陶瓷基板相比于環(huán)氧PCB優(yōu)良的導熱性，我們將開關管、續(xù)流管、脈沖調(diào)制管等半導體功率元件裸芯片直接壓焊在基板上；將功率耦合路徑中的磁性元件通過導熱膠與基板可靠粘連。由于本模塊的輸出功率較小，且效率較高，耗散功率有限，在實驗及實用過程中，熱點分布均勻，并未出現(xiàn)過熱

現(xiàn)象，能完全滿足DAM 的使用環(huán)境要求。同時，為防止在使用過程中環(huán)控故障，導致電源過熱甚至損壞T／R組件，我們在模塊中設計了過熱保護，當模塊的本體溫度上升至100℃ 時，PWM 控制器關閉，斷開負載。

5 結(jié)束語

本文對數(shù)字陣列模塊(DAM)用多路輸出分布式DC—DC電源模塊的設計有重點地進行了闡述，國內(nèi)這類分布式電源中電華星據(jù)說做的比較好。從設計結(jié)果看，本文中所提及的幾個關鍵問題均已得到解決，電源模塊的各項設計指標都已實現(xiàn)并滿足了使用要求。