引言

直接耦合式寬頻帶功率放大器是模擬電路中的一個綜合性設計課題，它涉及信號耦合方式、電壓放大、功率放大、阻抗匹配、負反饋、頻率響應等重要概念和技術。掌握這一課題的設計與調(diào)試方法，對全面掌握模擬電路理論與測試技術具有十分重要的意義。另外，從應用的角度看，直接耦合式寬頻帶低頻功率放大器在IC設計中具有較現(xiàn)實的工程意義。因此，這一課題常常被選作電子類專業(yè)模擬電路課程設計或綜合性實驗的內(nèi)容。然而，這一課題的調(diào)試難度較大，學生往往面臨較大困難而難以全面完成任務。為此，我們根據(jù)多年從事這一課題的研究經(jīng)驗撰寫本文，以一種典型直接耦合式寬頻帶功率放大器為例，詳細介紹其電路參數(shù)的分析計算方法、利用Multisim軟件進行仿真的結果以及硬件調(diào)試等關鍵技術。

1 電路設計與電路參數(shù)計算

直耦式寬頻帶功率放大器的主要任務是使負載得到足夠大的不失真(或基本不失真)功率。整個電路由輸入級、前置級和輸出級三部分組成，完整電路如圖1所示。

圖1 直耦式寬頻帶功率放大

圖1電路中，T1、T2組成單端輸入、單端輸出的長尾式差分放大器，主要實現(xiàn)弱小信號放大和阻抗匹配任務，差動放大器前端的集成運算放大器U1接成電壓跟隨器，實現(xiàn)阻抗匹配，避免信號源內(nèi)阻對靜態(tài)工作點的影響；T3等構成共發(fā)射級放大電路，完成功率放大級的推動任務；T4～T7組成典型OCL功率輸出級。

輸入級的靜態(tài)工作點由R3決定，三極管T1、T2的靜態(tài)集電極電流由下式確定：

輸入級信號幅度較小，IC1和IC2的值取1 mA左右為宜，由(1)式可知，R3的值為7．5 kΩ。

前置級的靜態(tài)工作點與輸入級是關聯(lián)的，設T1管的集電極點位為UC1，則T3的集電極電流由下式表達：

前置級的輸出信號幅度可達10 V以上，要求有較大的動態(tài)范圍，若輸出功率為5～10 w，則IC3取3 mA較為合適，既考慮動態(tài)范圍，又兼顧T3的功耗。在圖1所示電路參數(shù)下，UC1=14．2 V，R5的阻值應為30 Ω左右，因此，R5取值為30 Ω，可以使用一阻值為100 Ω的精密線性可調(diào)電位器。

整個通道的電壓增益由輸入級和前置級共同承擔，RF與R10、R11等構成電壓串聯(lián)負反饋電路，在深度負反饋條件下，全通道電壓放大倍數(shù)由反饋系數(shù)決定：

R10是一線性精密電位器，用于微調(diào)靜態(tài)工作點，補償運算放大器U1的輸出電阻對靜態(tài)工作點的影響。同時，R10的調(diào)整也會改變電路的反饋系數(shù)，從而改變輸出幅度。輸出功率的調(diào)節(jié)通過調(diào)節(jié)輸入信號來實現(xiàn)。

電路的頻率響應由電路中三極管的極間電容和運算放大器的頻率特性決定。電路的下限頻率為0，電路的上限頻率主要由功率放大管的頻率特性和運算放大器的頻率特性決定，選擇特征頻率較大的功率放大管和高速寬帶集成運放可以提高上限頻率。

2 電路性能的Multisim仿真

Multisim是一款優(yōu)秀的EDA軟件，它的界面直觀而實用，尤其是其中的虛擬電子儀表與實驗室的儀表具有一一對應的關系，特別適合于電子線路的仿真分析，在教學、生產(chǎn)和科研等領域得到廣泛應用。將此軟件應用于本課題，能起到事半功倍的效果。

在本課題的設計過程中，我們應用Multisim對電路參數(shù)進行了仿真分析，為硬件調(diào)試和測試莫定了基礎。在調(diào)整好電路的靜態(tài)工作點的前提下即可進行電路的動態(tài)性能測試。調(diào)取軟件中的信號源和示波器，測得輸入、輸出波形如圖2所示(負載電阻取值為8 Ω)，圖形上部是輸入信號波形，圖形下部是輸出信號波形。由圖可見，在輸出功率為9 W時，輸入信號為20 mV，從而能夠保證輸入小信號能有效放大，電路有足夠的靈敏度。

圖2 直耦式寬頻帶功率放大器的輸入輸出波

測得電路的頻率響應如圖3所示(電壓放大倍數(shù)約為230時的曲線)，圖形上部是幅頻響應，圖形下部是相頻響應。由圖可見，上限頻率大于4 MHz，低頻段內(nèi)相移為O。由于電壓增益受負反饋網(wǎng)絡控制，導致電路的通頻帶寬度與電路的增益有關，增益越高，頻帶越窄。仿真結果表明，輸出功率為2 W時，電路的上限頻率大于2 MHz；輸出功率為9 W時(電壓放大倍數(shù)約為500)，電路的上限頻率仍大于100 kHz。根據(jù)不同的應用場合，需要合理選擇輸出功率和帶寬。電路的最大輸出功率和帶寬主要由反饋系數(shù)調(diào)整。

圖3 直耦式寬頻帶功率放大器的頻率響

應用Multisim進行仿真分析能夠為硬件調(diào)試指明方向，提高工作效率。

3 電路的硬件調(diào)試與測試

3．1 電路布局與制作

本文所討論的電路既包括弱小信號放大電路，又包含大信號大電流電路，輸出級的大電流對弱信號電路的影響不容忽視。因此，電路布局十分重要，制作印刷電路板是一種較好的選擇。如果采用通用版制作，則元件布局和走線對電路性能影響特別大，連線應該盡量短，地線應該盡量粗(多股并聯(lián))，還要注意電源的去耦等。否則，輸出級的大電流容易干擾輸入級而導致電路不能正常工作。

差分對管T1、T2的參數(shù)要盡量對稱，以保證電路有較好的共模抑制比；輸出對管的參數(shù)不對稱將會導致波形失真，選擇輸出三極管時也要酌情考慮；三極管的耐壓值也應予以關注。

3．2 靜態(tài)工作點的調(diào)試與調(diào)整

本文所討論的電路是一個直接耦合多級放大器，靜態(tài)工作點互相牽連，調(diào)試難度較大，只有遵循正確的調(diào)試步驟和方法，才能獲得成功。否則，容易損壞三極管而導致失敗。

為解決靜態(tài)工作點的前后牽連問題，可將RF與輸出點0斷開，即斷開反饋環(huán)，使電路處于開環(huán)狀態(tài)，這樣就避免了輸出級對前級靜態(tài)工作點的影響(電路在粗調(diào)時，輸出點的電壓一般是偏離正常值的)。當然，前級對后級的影響任然存在，靜態(tài)工作點的調(diào)整可以從前往后順序調(diào)整。斷開反饋環(huán)后，為了模擬RF右端與0點連接的靜態(tài)環(huán)境(O點靜態(tài)電壓值為O V)，可將RF右端與地暫時相連，同時，為了避免功放管在調(diào)試中損壞而引起連鎖不良反應，應將R6的阻值調(diào)到O。

將運算放大器U1的輸入端對地短路，調(diào)節(jié)R10，使T1、T2的集電極電流相等。這時，T1的集電極電位應為14．2 V左右(UC1=VCC-IC1R2)，前置放大管T3的發(fā)射極電位約為14．9 V。調(diào)節(jié)R5，使T3的集電極電流約為3 mA(見式(2))，再微調(diào)R7(R6，R7均使用線性精密電位器)，使T3的集電極電位UC3約為0．7 V，這時輸出點O的電位為0 V。將RF右端由地改接O點(閉環(huán))，微調(diào)R7，使O點電壓為0 V，靜態(tài)工作點調(diào)整完畢。

3．3 動態(tài)調(diào)試與測試

在輸入端接入小信號(頻率為1 kHz，幅度為10 mV正弦波)，分別在空載和額定負載條件下，用示波器觀察輸出信號，輸出信號應為不失真正弦波。如果出現(xiàn)交越失真，可反復微調(diào)R6和R7，既消除交越失真，有保證靜態(tài)工作點正確。

用頻率特性測試儀或“點頻法”測出電路的上限頻率和下限頻率。更換三極管(功放管)和運算放大器U1的型號，電路的上限頻率會隨之改變，這與理論計算和軟件仿真的結果都是相符的。

值得注意的是，在測試電路的電壓放大倍數(shù)以及頻率響應時，在接入負載的情況下，往往會伴隨強烈的自激振蕩現(xiàn)象，使測試無法進行。解決的方法是在幾個功放管的集電極和基極之間各接入一個中和補嘗電容(容量為幾十皮法至幾百皮法)，從而消除自激振蕩現(xiàn)象。

4 結論

(1)實驗表明，圖1所示電路的輸出功率可達10 W以上，改變供電電源電壓，可以獲得更大的輸出功率。上限頻率隨功放管和運算放大器U1型號的不同而存在較大差異，選擇高頻大功率三極管和高速運放，可以使上限頻率達到1 MHz以上。

(2)圖l所示電路可以應用于音響放大器，也可應用于信號發(fā)生器的放大通道。

(3)本文所介紹的仿真分析和硬件調(diào)試方法適合于TTL、OCL等功率放大電路以及IC設計等工程應用領域。