MAX1858：高性能雙路同步降壓控制器的設(shè)計(jì)與應(yīng)用

在電子設(shè)計(jì)領(lǐng)域，電源管理芯片的性能和功能對于系統(tǒng)的穩(wěn)定性和效率至關(guān)重要。MAX1858作為一款雙路同步降壓控制器，以其獨(dú)特的設(shè)計(jì)和出色的性能，在眾多應(yīng)用場景中展現(xiàn)出了強(qiáng)大的優(yōu)勢。本文將深入探討MAX1858的特點(diǎn)、工作原理、設(shè)計(jì)要點(diǎn)以及應(yīng)用注意事項(xiàng)，幫助電子工程師更好地理解和應(yīng)用這款芯片。

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一、MAX1858概述

MAX1858能夠從4.75V至23V的輸入電源中生成兩路輸出，每路輸出電壓可在低于1V至18V之間調(diào)節(jié)，并且能夠支持10A或更高的負(fù)載。通過180°異相同步操作，有效降低了輸入電壓紋波和總RMS輸入紋波電流。其開關(guān)頻率可通過外部電阻在100kHz至600kHz之間進(jìn)行調(diào)節(jié)，也可以與外部時鐘同步，實(shí)現(xiàn)多相系統(tǒng)的同步運(yùn)行。此外，該芯片還具備“先開后關(guān)”的電源排序功能、軟啟動和軟停止特性，確保了可靠且可重復(fù)的電源排序。

應(yīng)用領(lǐng)域

• 網(wǎng)絡(luò)電源：為網(wǎng)絡(luò)設(shè)備提供穩(wěn)定的電源供應(yīng)，確保網(wǎng)絡(luò)的正常運(yùn)行。
• 電信電源：滿足電信設(shè)備對電源的高要求，保障通信的穩(wěn)定性。
• DSP、ASIC和FPGA電源：為這些高性能芯片提供精確的電源，保證其性能的發(fā)揮。
• 機(jī)頂盒和寬帶路由器：為這些設(shè)備提供穩(wěn)定的電源，提升用戶體驗(yàn)。
• 服務(wù)器：為服務(wù)器提供可靠的電源，確保服務(wù)器的穩(wěn)定運(yùn)行。

主要特性

• 雙獨(dú)立輸出電壓：能夠獨(dú)立調(diào)節(jié)兩路輸出電壓，滿足不同負(fù)載的需求。
• 180°異相操作：降低輸入濾波要求，減少電磁干擾（EMI），提高效率。
• 90°異相操作（使用兩個MAX1858）：可實(shí)現(xiàn)交錯的兩相或四相系統(tǒng)，進(jìn)一步優(yōu)化電源性能。
• 折返電流限制：在短路情況下降低功耗，保護(hù)芯片和電路。
• 4.75V至23V輸入電源范圍：適應(yīng)多種電源環(huán)境。
• 0至18V輸出電壓范圍（高達(dá)10A）：滿足不同負(fù)載的電壓和電流需求。
• >90%效率：提高能源利用率，降低功耗。
• 固定頻率脈沖寬度調(diào)制（PWM）操作：確保穩(wěn)定的輸出電壓。
• 可調(diào)100kHz至600kHz開關(guān)頻率：可根據(jù)應(yīng)用需求進(jìn)行靈活調(diào)整。
• 外部SYNC輸入：可與外部時鐘同步，實(shí)現(xiàn)多相系統(tǒng)的同步運(yùn)行。
• 時鐘輸出用于主/從同步：方便實(shí)現(xiàn)多個芯片的同步控制。
• 帶軟啟動和軟停止的電源開/關(guān)排序：確保電源的平穩(wěn)啟動和關(guān)閉。
• RST輸出，最小延遲140ms：提供復(fù)位信號，確保系統(tǒng)的可靠運(yùn)行。
• 無損電流限制（無檢測電阻）：減少功耗，提高效率。

二、工作原理

DC - DC PWM控制器

MAX1858采用PWM電壓模式控制方案，通過內(nèi)部振蕩器或外部時鐘信號生成時鐘信號，每個控制器的開關(guān)頻率等于振蕩器頻率的一半（fSW = fOSC/2）。內(nèi)部跨導(dǎo)誤差放大器在COMP引腳產(chǎn)生積分誤差電壓，通過PWM比較器和斜坡發(fā)生器設(shè)置占空比。在時鐘的上升沿，REG1的高端N溝道MOSFET導(dǎo)通，直到達(dá)到合適的占空比或最大占空比；REG2則在時鐘的下降沿導(dǎo)通，實(shí)現(xiàn)180°異相操作。

同步異相操作

MAX1858的兩路獨(dú)立調(diào)節(jié)器以180°異相方式工作，有效降低了輸入濾波要求、電磁干擾（EMI），提高了效率。與傳統(tǒng)的同相雙開關(guān)調(diào)節(jié)器相比，異相操作使兩路調(diào)節(jié)器的瞬時輸入電流峰值不再重疊，從而降低了RMS紋波電流和輸入電壓紋波，減少了所需的輸入電容紋波電流額定值，降低了成本和屏蔽要求。

內(nèi)部5V線性調(diào)節(jié)器（VL）

MAX1858的所有功能由片上低壓差5V調(diào)節(jié)器內(nèi)部供電，最大調(diào)節(jié)器輸入電壓（V+）為23V。通過4.7μF陶瓷電容將調(diào)節(jié)器輸出（VL）旁路到PGND，VL壓差電壓通常為500mV。當(dāng)V+大于5.5V時，VL通常為5V。此外，芯片還采用了欠壓鎖定電路，當(dāng)VL低于4.5V時，禁用兩路調(diào)節(jié)器。

高端柵極驅(qū)動電源（BST_）

高端N溝道開關(guān)的柵極驅(qū)動電壓由飛電容升壓電路生成。升壓電容（連接在BST_和LX_之間）為高端MOSFET驅(qū)動器提供電源。在啟動時，同步整流器（低端MOSFET）將LX_接地，將升壓電容充電至5V。在第二個半周期，低端MOSFET關(guān)閉后，通過閉合BST_和DH_之間的內(nèi)部開關(guān)，使高端MOSFET導(dǎo)通，提供必要的柵源電壓，將5V柵極驅(qū)動信號提升至高于VIN。

MOSFET柵極驅(qū)動器（DH, DL）

DH和DL驅(qū)動器經(jīng)過優(yōu)化，用于驅(qū)動中等尺寸的高端N溝道和較大尺寸的低端功率MOSFET。DL_低端驅(qū)動波形始終是DH_高端驅(qū)動波形的互補(bǔ)波形（具有受控的死區(qū)時間，以防止交叉導(dǎo)通或“直通”）。自適應(yīng)死區(qū)時間電路監(jiān)測DL_輸出，防止高端FET在DL_完全關(guān)閉之前導(dǎo)通。

電流限制電路（ILIM_）

電流限制電路采用“谷底”電流感測算法，利用低端MOSFET的導(dǎo)通電阻作為電流感測元件。如果電流感測信號高于電流限制閾值，MAX1858不會啟動新的周期?？烧{(diào)電流限制可適應(yīng)不同導(dǎo)通電阻特性的MOSFET，通過外部電阻在ILIM_引腳調(diào)節(jié)電流限制閾值，范圍為50mV至300mV。

欠壓鎖定和啟動

當(dāng)VL下降到4.5V以下時，MAX1858激活欠壓鎖定（UVLO）電路，強(qiáng)制DL和DH低電平，禁止開關(guān)操作，RST也被強(qiáng)制低電平。當(dāng)VL上升到4.5V以上時，控制器啟動輸出。

使能（EN）、軟啟動和軟停止

將EN拉高可啟用兩路調(diào)節(jié)器，拉低則關(guān)閉。在關(guān)閉狀態(tài)下，電源電流降至1mA（最大），LX進(jìn)入高阻抗?fàn)顟B(tài)，COMP_通過17Ω電阻放電到GND，VL和REF保持激活。在EN的上升沿，兩路控制器進(jìn)入軟啟動，逐漸將輸出電壓斜坡上升到參考電壓，控制輸出的上升速率，減少啟動時的輸入浪涌電流。軟啟動周期為1024個時鐘周期，內(nèi)部軟啟動DAC以64步斜坡上升電壓。在EN的下降沿，兩路控制器同時進(jìn)入軟停止，反向執(zhí)行軟啟動斜坡，軟停止完成后進(jìn)入關(guān)閉狀態(tài)。

輸出電壓排序

啟動電路啟用控制器后，MAX1858開始啟動序列。調(diào)節(jié)器1（OUT1）在軟啟動啟用的情況下上電，第一個轉(zhuǎn)換器的軟啟動序列結(jié)束后，調(diào)節(jié)器2（OUT2）在軟啟動啟用的情況下上電。當(dāng)兩個轉(zhuǎn)換器完成軟啟動且兩路輸出電壓超過其標(biāo)稱值的90%時，復(fù)位輸出（RST）變?yōu)楦唠娖健＼浲Ｖ雇ㄟ^拉低EN啟動，按軟啟動的相反順序進(jìn)行，實(shí)現(xiàn)“最后開啟/最先關(guān)閉”的操作。

復(fù)位輸出

RST是一個開漏輸出，當(dāng)任一路輸出電壓低于其標(biāo)稱調(diào)節(jié)電壓的90%時，RST拉低。當(dāng)兩路輸出超過其標(biāo)稱調(diào)節(jié)電壓的90%且兩個軟啟動周期完成后，RST變?yōu)楦咦杩?。為了獲得邏輯電壓輸出，可將上拉電阻從RST連接到邏輯電源電壓。

時鐘同步（SYNC, CKO）

SYNC具有兩個功能：選擇用于同步從控制器的時鐘輸出（CKO）類型，或作為時鐘輸入使MAX1858與外部時鐘信號同步。CKO提供與MAX1858開關(guān)頻率同步的時鐘信號，可實(shí)現(xiàn)同相（SYNC = GND）或90°異相（SYNC = VL）的同步。MAX1858支持三種操作模式：

• SYNC = GND：CKO輸出頻率等于REG1的開關(guān)頻率，CKO信號與REG1的開關(guān)頻率同相，可實(shí)現(xiàn)兩相操作。
• SYNC = VL：CKO輸出頻率等于REG1開關(guān)頻率的兩倍，CKO信號相對于REG1的開關(guān)頻率相移90°，可實(shí)現(xiàn)四相操作。
• SYNC由外部振蕩器驅(qū)動：控制器通過對SYNC輸入信號進(jìn)行分頻生成時鐘信號，開關(guān)頻率等于同步頻率的一半。CKO輸出頻率和相位與REG1的開關(guān)頻率匹配，CKO信號同相。

熱過載保護(hù)

當(dāng)器件的管芯結(jié)溫超過TJ = +160°C時，片上熱傳感器關(guān)閉器件，強(qiáng)制DL_和DH_低電平，使IC冷卻。結(jié)溫下降10°C后，熱傳感器再次開啟器件。在熱關(guān)斷期間，調(diào)節(jié)器關(guān)閉，RST變低，軟啟動復(fù)位。

三、設(shè)計(jì)要點(diǎn)

有效輸入電壓范圍

MAX1858的輸入電壓范圍受其占空比限制，最大輸入電壓受最小導(dǎo)通時間（tON(MIN)）限制，最小輸入電壓受開關(guān)頻率和最小關(guān)斷時間限制。計(jì)算公式如下： [V{IN(MAX)} leq frac{V{OUT }}{t{ON(MIN) } f{SW }}] [V{I N(MIN)}=left[frac{V{OUT }+V{DROP 1}}{1-f{SW} t{OFF(MIN)}}right]+V{DROP 2}-V_{DROP 1}] 其中，tON(MIN)為100ns，VDROP1是電感放電路徑中的寄生電壓降之和，VDROP2是充電路徑中的電阻之和。

設(shè)置輸出電壓

• 輸出電壓大于等于1V：通過連接從輸出到FB_再到GND的分壓器來設(shè)置輸出電壓，選擇R_B（FB_到GND電阻）在1kΩ至10kΩ之間，R_A（OUT_到FB電阻）可通過以下公式計(jì)算： [R{-} A=R{-} Bleft[left(frac{V{OUT }}{V_{SET }}right)-1right]] 其中，VSET = 1.00V。
• 輸出電壓低于1V：通過連接從輸出到FB_再到REF的分壓器來設(shè)置輸出電壓，選擇R_C（FB到REF電阻）在1kΩ至10kΩ之間，RA可通過以下公式計(jì)算： [R A R C V V V V SET OUT REF SET = left(frac{V{OUT }-V{SET }}{V{REF }-V_{SET }}right)] 其中，VSET = 1V，VREF = 2V。

設(shè)置開關(guān)頻率

控制器通過對內(nèi)部振蕩器或外部振蕩器驅(qū)動的SYNC輸入信號進(jìn)行分頻生成時鐘信號，開關(guān)頻率等于振蕩器頻率的一半（fSW = fOSC/2）。內(nèi)部振蕩器頻率由連接在OSC和GND之間的電阻（ROSC）設(shè)置，fSW和ROSC的關(guān)系為： [f{OSC}=6times10^{9}/R{OSC}] 例如，設(shè)置600kHz的開關(guān)頻率，ROSC = 10kΩ。

電感選擇

選擇電感時，需要考慮電感值（L）、峰值電感電流（IPEAK）和直流電阻（RDC）。通常選擇30%的峰 - 峰紋波電流與平均電流比（LIR = 0.3）作為折衷方案，電感值可通過以下公式計(jì)算： [L=frac{(V{IN}-V{OUT})V{OUT}}{f{SW}I{OUT}LIR}] 電感的飽和額定值必須超過最大定義負(fù)載電流（ILOAD(MAX)）時的峰值電感電流： [I{PEAK}=I{LOAD(MAX)}+frac{I{LOAD(MAX)}LIR}{2}]

設(shè)置谷底電流限制

谷底電流限制閾值必須足夠高，以支持最大預(yù)期負(fù)載電流，同時考慮最壞情況下低端MOSFET的導(dǎo)通電阻值。電流感測閾值電壓（VITH）應(yīng)大于紋波電流谷底時低端MOSFET上的電壓： [V{ITH}>R{DS(ON)MAX}times I_{LOAD(MAX)}times(1-frac{LIR}{2})] 將ILIM連接到VL可獲得默認(rèn)的100mV（典型）電流限制閾值，若要調(diào)整閾值，可連接一個電阻（RILIM）從ILIM到GND，電流限制閾值（VITH）和RILIM的關(guān)系為： [R{ILIM}=frac{V{ITH}}{0.5 mu A}] 對于折返電流限制，可從ILIM引腳到輸出添加一個電阻（RFBI），RILIM和RFBI的值可通過以下公式計(jì)算： [R{FBI}=frac{P{FB} times V{OUT }}{5 times 10^{-6}left(1-P{FB}right)}] [R{ILIM }=frac{10 × V{ITH }left(1-P{FB}right) × R{FBI}}{left[V{OUT }-10 × V{ITH}left(1-P{FB}right)right]}] 其中，PFB為折返百分比，范圍為15%至30%。

輸入電容

輸入濾波電容用于減少從電源汲取的峰值電流，降低電路開關(guān)引起的輸入噪聲和電壓紋波。輸入電容必須滿足開關(guān)電流施加的紋波電流要求（IRMS），計(jì)算公式為： [I{RMS }=I{LOAD } frac{sqrt{V{OUT }left(V{IN }-V{OUT }right)}}{V{IN }}] 當(dāng)輸入電壓等于兩倍輸出電壓（VIN = 2VOUT）時，IRMS達(dá)到最大值，IRMS(MAX)=ILOAD / 2。對于大多數(shù)應(yīng)用，建議使用非鉭電容（陶瓷、鋁、聚合物或OSCON）作為輸入電容，可將兩個或更多小值低ESR電容并聯(lián)以降低成本。選擇在RMS輸入電流下溫度上升小于+10°C的輸入電容，以確保長期可靠性。

輸出電容

輸出電容的關(guān)鍵選擇參數(shù)包括電容值、ESR和電壓額定值，這些參數(shù)影響整體穩(wěn)定性、輸出紋波電壓和瞬態(tài)響應(yīng)。輸出紋波由輸出電容存儲電荷的變化和電容ESR上的電壓降兩部分組成： [V{RIPPLE } cong V{RIPPLE(ESR) }+V{RIPPLE(C)}] [V{RIPPLE(ESR) }=I{P-P} R{ESR}] [V{RIPPLE(C)}=frac{I{P-P}}{8 C{OUT } f{SW}}] 其中，IP - P為電感的峰 - 峰電流，可通過以下公式計(jì)算： [I{P-P}=left(frac{V{I N}-V{OUT }}{f{S W} L}right)left(frac{V{OUT }}{V{I N}}right)]

MOSFET選擇

MAX1858的降壓控制器驅(qū)動兩個外部邏輯電平N溝道MOSFET作為電路開關(guān)元件，選擇MOSFET時需要考慮以下關(guān)鍵參數(shù)：

• 導(dǎo)通電阻（RDS(ON)）：選擇導(dǎo)通電阻低的MOSFET，以降低導(dǎo)通損耗。
• 最大漏源電壓（VDS(MAX)）：確保MOSFET能夠承受最大工作電壓。
• 最小閾值電壓（VTH(MIN)）：選擇邏輯電平類型的MOSFET，保證在VGS = 4.5V時具有可靠的導(dǎo)通特性。
• 總柵極電荷（Qg）：選擇總柵極電荷低的MOSFET，以降低驅(qū)動功耗。
• 反向傳輸電容（CRSS）：降低CRSS可減少開關(guān)損耗和電磁干擾。
• 功率耗散：計(jì)算MOSFET的功率耗散，確保其在工作溫度范圍內(nèi)不會過熱。

四、應(yīng)用注意事項(xiàng)

壓降性能

在低輸入電壓下，連續(xù)導(dǎo)通操作的輸出電壓可調(diào)范圍受最小關(guān)斷時間（tOFF(MIN)）限制。為了獲得最佳壓降性能，建議使用最低（100kHz）開關(guān)頻率設(shè)置。制造公差和內(nèi)部傳播延遲會對開關(guān)頻率和最小關(guān)斷時間規(guī)格引入誤差，在較高頻率下誤差更為顯著。此外，接近壓降操作的降壓調(diào)節(jié)器的瞬態(tài)響應(yīng)性能較差，通常需要增加大容量輸出電容。

提高抗噪能力

在嘈雜環(huán)境中使用MAX1858時，可以通過調(diào)整控制器的補(bǔ)償來提高系統(tǒng)的抗噪能力。特別是高頻噪聲耦合到反饋環(huán)路會導(dǎo)致占空比抖動，一種解決方案是降低交叉頻率。

PC板布局指南

精心的PC板布局對于實(shí)現(xiàn)低開關(guān)損耗和干凈、穩(wěn)定的操作至關(guān)重要，特別是對于雙轉(zhuǎn)換器，一個通道可能會影響另一個通道。以下是一些PC板布局的指導(dǎo)原則：

• 隔離電源和模擬組件：將電源組件安裝在板的頂層，模擬組件安裝在底層，使用接地屏蔽隔離。
• 使用獨(dú)立的PGND平面：在OUT1和OUT2兩側(cè)使用獨(dú)立的PGND平面（PGND1和PGND2），避免AC電流引入這些接地平面。
• 短而直接的高電流路徑：保持高電流路徑短，特別是在接地端子處，以確保穩(wěn)定、無抖動的操作。
• 正確連接GND和PGND：將GND和PGND在IC附近連接在一起，避免在其他地方連接。
• 短而直接的反饋連接：確保反饋連接到COUT_的