準(zhǔn)確獲取電網(wǎng)基波及諧波電壓的相位角，在變頻器、有源濾波器等電力電子裝置中具有重要的意義，通常需要采用鎖相環(huán)得以實(shí)現(xiàn)。傳統(tǒng)鎖相環(huán)電路一般由鑒相器、環(huán)路濾波器、壓控振蕩器及分頻器組成，其工作原理是通過鑒相器將電網(wǎng)電壓和控制系統(tǒng)內(nèi)部同步信號的相位差轉(zhuǎn)變成電壓信號，經(jīng)環(huán)路濾波器濾波后控制壓控振蕩器，從而改變系統(tǒng)內(nèi)部同步信號的頻率和相位，使之與電網(wǎng)電壓一致。傳統(tǒng)鎖相環(huán)存在硬件電路復(fù)雜、易受環(huán)境干擾及鎖相精度不高等問題，隨著大規(guī)模集成電路及數(shù)字信號處理器的發(fā)展，通過采用高速DSP 等可編程器件，將鎖相環(huán)的主要功能通過軟件編程來實(shí)現(xiàn)。本文設(shè)計(jì)的鎖相環(huán)控制系統(tǒng)采用數(shù)字處理器TMS320F2812 芯片實(shí)現(xiàn)對電網(wǎng)基波及特定次諧波電壓相位的跟蹤和鎖定。

1 軟件鎖相環(huán)的設(shè)計(jì)方案

1.1 工作流程

基于DSP的軟件鎖相環(huán)設(shè)計(jì)此方案的基本思路是通過采樣電壓過零點(diǎn)獲取同步信號，采用DSP 內(nèi)部定時器的循環(huán)計(jì)數(shù)產(chǎn)生同步信號來實(shí)現(xiàn)壓控振蕩器和分頻器的功能，即通過改變定時器的周期或最大循環(huán)計(jì)數(shù)值的方法來改變同步信號的頻率和相位，同時對電壓進(jìn)行A/D 轉(zhuǎn)換及數(shù)據(jù)處理，得出基波及諧波電壓的相位與頻率，調(diào)整SPWM 正弦表格指針地址完成對基波及諧波電壓的鎖相功能，其工作流程如圖1 所示。

通常，過零信號可以通過檢測電網(wǎng)三相電壓中任一相的過零點(diǎn)獲取。在圖1 中，以檢測A相電壓過零點(diǎn)作為過零信號，將通過上升沿捕捉及軟件濾波后產(chǎn)生的中斷作為采樣周期同步信號，當(dāng)DSP內(nèi)部時鐘倍頻后產(chǎn)生的中斷在捕獲到輸入電壓信號在過零點(diǎn)時，將發(fā)正弦信號的指針歸零，以保證輸入電壓信號過零時DSP發(fā)出的基準(zhǔn)正弦信號也同步過零，從而實(shí)現(xiàn)相位同步。本文采用SPWM 觸發(fā)模式，基準(zhǔn)正弦信號是一個正弦數(shù)據(jù)表格，控制逆變器輸出的基準(zhǔn)點(diǎn);同時采樣電壓信號，經(jīng)DSP進(jìn)行FFT計(jì)算分析其相位和頻率、基波及諧波與A相電壓過零點(diǎn)相位差，通過修改定時器周期寄存器來改變SPWM 輸出時正弦波的頻率;以修改比較寄存器來改變SPWM 輸出時正弦波的相位，這樣完成了對基波及諧波電壓的相位鎖定。

1.2 過零檢測電路的設(shè)計(jì)

過零信號對系統(tǒng)相位捕捉的精準(zhǔn)性影響較大，系統(tǒng)設(shè)計(jì)時采用軟硬件結(jié)合的辦法實(shí)現(xiàn)對過零信號的捕捉。獲取過零信號實(shí)質(zhì)上是為了給系統(tǒng)提供一個同步信號，即每次信號過零時啟動A/D轉(zhuǎn)換。在本設(shè)計(jì)中，過零檢測電路采集A相電壓每個周期的過零點(diǎn)作為系統(tǒng)產(chǎn)生的中斷信號CAP1，使中斷服務(wù)程序開始執(zhí)行，圖2 為電壓信號過零檢測電路。

圖2 中，在比較器芯片LM339 的輸出端選擇加裝了上拉電阻，主要是考慮到整個電路對驅(qū)動、功耗和速度的要求。電阻R7和R8構(gòu)成一個滯回比較器，輸出信號通過反饋電阻R7 改變同相端的參考電壓，以消除輸入信號正反過零產(chǎn)生的抖動。

1.3 過零捕捉的軟件實(shí)現(xiàn)

過零檢測主要解決的是采樣同步問題，當(dāng)檢測到的電壓信號由負(fù)到正過零時，比較器芯片LM339 輸出端產(chǎn)生上升沿，將此信號輸入到DSP2812 事件管理器EVA 的引腳CAP1。引腳CAP1 在系統(tǒng)初始化程序中預(yù)設(shè)置為上升沿觸發(fā)中斷，因此當(dāng)過零信號到來時，CAP1中斷子程序開始執(zhí)行，開啟事件管理器EVA 的TIMER 周期中斷，周期設(shè)置為駐T/128 s（每周期采樣128 個點(diǎn)），觸發(fā)A/D 模塊采樣。其中，駐T 為CAP1 捕捉到的兩個過零檢測信號上升沿的間隔時間，等于電網(wǎng)待測信號的周期T，圖3 為過零中斷程序的流程。

DSP 的捕獲單元CAP隸屬于事件管理器，它能夠捕捉到CAP 外部引腳的跳變，當(dāng)捕捉到對應(yīng)引腳發(fā)生特定的跳變時，觸發(fā)相應(yīng)的中斷，并將定時器的值存入一個兩級深的FIFO堆棧中。本方案設(shè)計(jì)每16 點(diǎn)啟動一次數(shù)據(jù)分析，同時投出一次控制量，這個過程為一個更新周期，判斷標(biāo)志ctrl 用來檢測是否進(jìn)入新的更新周期，以判斷是否需要啟動新一輪數(shù)據(jù)分析和投出控制量。標(biāo)志位dft用來判斷當(dāng)前數(shù)據(jù)分析狀態(tài)，為0 時表示重新初始化數(shù)據(jù)分析操作，為1 時表示數(shù)據(jù)分析操作完畢，為2 時表示允許啟動新一輪數(shù)據(jù)分析，為3 時表示當(dāng)前正在進(jìn)行數(shù)據(jù)分析。圖4 給出了捕獲單元的軟件流程。

1.4 過零信號的軟件濾波

CAP1 捕捉到的兩個過零信號上升沿的間隔時間，即兩個CAP1中斷事件的間隔時間，等于電網(wǎng)待測信號的周期T。TIMER 在系統(tǒng)初始化后不斷計(jì)數(shù)，然后在CAP1 的中斷服務(wù)程序中記錄兩個CAP1 中斷事件之間的TIMER 計(jì)數(shù)值N，可計(jì)算出T。同時，采用軟件濾波來判斷CAP1信號是否為毛刺干擾，其過程如下：電網(wǎng)基波頻率波動一般不超過依0.2 Hz，當(dāng)產(chǎn)生CAP1中斷時，可以計(jì)算本次與前次的計(jì)數(shù)差值，如果遠(yuǎn)小于工頻周期計(jì)數(shù)差值，則認(rèn)為捕獲的中斷為干擾產(chǎn)生，如該中斷非連續(xù)兩次以上出現(xiàn)，則中斷返回。同時對產(chǎn)生的中斷次數(shù)進(jìn)行累加，達(dá)到設(shè)定范圍時對電壓過零時刻正弦表格的指針位置進(jìn)行判斷，調(diào)整正弦表格指針地址，實(shí)現(xiàn)過零指針的校準(zhǔn)。

1.5 A/D轉(zhuǎn)換及相頻計(jì)算

過零信號經(jīng)過軟件濾波及校準(zhǔn)后，在捕獲到輸入電壓信號過零點(diǎn)時，直接將發(fā)正弦信號的指針歸零，保證輸入電壓信號過零時DSP發(fā)出的基準(zhǔn)同步過零，從而實(shí)現(xiàn)相位同步。A相電壓過零信號送入管腳CAP1，作為一個采樣周期的基準(zhǔn)，該周期的128 倍頻信號作為每次ADC 啟動基準(zhǔn)。在系統(tǒng)初始化后開啟CAP1，并設(shè)置啟動ADC、相應(yīng)的模數(shù)轉(zhuǎn)換、數(shù)據(jù)分析、控制量投出等操作，直到關(guān)機(jī)或者發(fā)生故障。由于F2812 的系統(tǒng)時鐘頻率非常高，為150 MHz，即中斷服務(wù)程序的響應(yīng)延遲時間非常小，可以忽略。在CAP1 的中斷服務(wù)程序中，根據(jù)待測信號周期T來設(shè)置F2812 事件管理器的通用定時器TIMER，每隔駐T/128 s自動啟動一次A/D轉(zhuǎn)換進(jìn)行數(shù)據(jù)采集。

A/D 轉(zhuǎn)換后的信號使用滑動窗口的FFT 算法，以滑動窗口的DFT和Pruning-FFT為基礎(chǔ)，利用DFT對特定次諧波進(jìn)行選擇計(jì)算，根據(jù)滑動窗口快速響應(yīng)以及Pruning-FFT 快速計(jì)算的特點(diǎn)，使DSP的處理速度達(dá)到理想值。使用FFT進(jìn)行相位和頻率分析的原理如下。

對某一單一頻率信號

通過上述分析得出初相角、頻率，將數(shù)據(jù)存入對應(yīng)寄存器中，完成基波及諧波的相頻計(jì)算功能。

1.6 SPWM輸出的相頻調(diào)整

軟件鎖相輸出是由捕獲中斷和定時器中斷共同完成，捕捉中斷可以完成電壓周期和相位的計(jì)算，定時器中斷用來輸出SPWM波形。在本方案中，三角載波是利用通用定時器的連續(xù)增減計(jì)數(shù)模式產(chǎn)生的，當(dāng)通用定時器有效后，開始遞增計(jì)數(shù)，直到等于周期寄存器的值，定時器開始遞減計(jì)數(shù)，遞減到零時，重新開始遞增計(jì)數(shù)，并重復(fù)以上過程，從而形成三角載波信號。得到三角波后，通過比較單元來控制輸出波的極性，產(chǎn)生PWM 波。

TMS320F2812 系列DSP 片內(nèi)帶有比較單元，可提供6對可編程的PWM信號，這為實(shí)現(xiàn)上述算法提供了極大的便利。當(dāng)定時器發(fā)生周期中斷時，就需要重新裝載比較器的值，即此刻的正弦值。設(shè)定載波比為21（載波比應(yīng)為奇數(shù)且能被3 整除），即1個正弦波的周期等于21 個載波的周期，則相鄰的兩個三角波峰值對應(yīng)的正弦波相位差為360毅/21= 17.143毅，假定上一周期中斷裝載的正弦值為sin茲，則本周期中斷所需裝載的正弦值為sin（茲+17.143毅）。

例如：輸出正弦信號的頻率為250 Hz（5 次諧波）時，其三角波的頻率則為5.25 kHz。三角波信號由定時器模擬產(chǎn)生，則定時器的定時周期為

5 次諧波的初相角茲是電壓經(jīng)FFT 計(jì)算得到與A相電壓過零點(diǎn)的相位差值。根據(jù)x和茲值，產(chǎn)生相應(yīng)的PWM 波。因正弦值實(shí)時計(jì)算時用得較多，在確定相位分辨率后，例如1毅，會導(dǎo)致大量重復(fù)計(jì)算。因此，采用查表法，按順序預(yù)存一個周期為420 點(diǎn)的正弦值，相位的分辨率為360毅/420=0.857毅，因每次比較器的裝載值是上一次移相17.143毅后的正弦值，所以只需將上一次裝載值的地址加上一定的偏移量，即為本次所需的裝載值地址，該偏移量為420/21=20。可見，將正弦計(jì)算簡化為讀相應(yīng)地址的存儲器值，會大大提高程序的效率。

通過讀取寄存器中基波及諧波電壓的初相角頻率以及與過零點(diǎn)相位差的值，調(diào)整對應(yīng)的正弦表格初相角指針地址，通過修改定時器周期寄存器來改變正弦波的頻率，修改比較寄存器來改變正弦波的幅值和相位，在下一個過零信號過零點(diǎn)投出相位和頻率控制量，即可完成對基波及諧波電壓及SPWM 輸出時的相位鎖定。

2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

在一臺低壓有源電力濾波裝置中，采用基于TMS320F2812芯片為核心控制器的軟件鎖相環(huán)的設(shè)計(jì)方案。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證，該方案能夠很好地實(shí)現(xiàn)對基波及特定次諧波電壓相位的跟蹤和鎖定。

圖5（a）給出同步過零信號波形，電壓信號（正弦波）為A相電壓，過零信號為方波。電路設(shè)計(jì)時將電壓采樣信號幅值轉(zhuǎn)化為3.3 V，滿足過零信號能被管腳CAP1 識別的條件。如圖5（a）所示，過零信號與電壓采樣信號同步。

圖5（b）給出功率模塊鎖相輸出實(shí)驗(yàn)波形，圖中波形1 為A相電壓采樣信號，波形2 為功率模塊輸出電流波形，控制器設(shè)定跟隨電壓采樣信號的過零點(diǎn)觸發(fā)功率模塊同步輸出。從實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出，功率模塊逆變輸出電流相位能夠與采樣信號過零點(diǎn)保持同步，相位偏移極小，達(dá)到對電網(wǎng)基波電壓鎖相及跟蹤輸出的目的。

圖5（c）給出功率模塊鎖相倍頻輸出實(shí)驗(yàn)波形。為方便觀察諧波鎖相輸出的效果，設(shè)定5 次諧波初相角與基波過零點(diǎn)同相，控制器設(shè)定跟隨電壓采樣信號過零點(diǎn)，反相輸出5 次諧波電流，電流幅值不變。圖中波形3 為采樣點(diǎn)電壓信號，波形4為控制器觸發(fā)功率模塊輸出電流波形。如圖所示，功率模塊輸出的5 次諧波電流初相角與采樣信號保持過零同步。

實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：通過軟件鎖相環(huán)可以實(shí)現(xiàn)功率模塊逆變輸出電流與電壓采樣信號的同步，調(diào)整控制器程序，可以實(shí)現(xiàn)對諧波相位及頻率跟蹤，達(dá)到對電網(wǎng)電壓及特定次諧波電壓鎖相及跟蹤輸出的目的。

3 結(jié)語

本文提出了一種基于DSP2812實(shí)現(xiàn)對電網(wǎng)電壓軟件鎖相的技術(shù)方案。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該方案能很好地實(shí)現(xiàn)對電壓信號周期及頻率的實(shí)時跟蹤。

采用軟件鎖相環(huán)技術(shù)，只需設(shè)計(jì)過零檢測及信號調(diào)整電路，其它功能均由DSP芯片完成，減少了外界環(huán)境干擾的問題，提高了鎖相精度。同時，DSP可以實(shí)時進(jìn)行軟件修改，能實(shí)現(xiàn)復(fù)雜控制，提高了其可操作和可擴(kuò)展性。隨著DSP性能的不斷改進(jìn)，其運(yùn)算速度越來越快，將為軟件鎖相技術(shù)提供更多的發(fā)展空間。