通過采用低成本DSP控制器實現(xiàn)馬達驅動的多種功能設計

隨著數(shù)字信號處理器（DSP）價格從幾百美元降到3美元，DSP在價格敏感的家電（如洗衣機、冰箱、加熱器、通風和空調(diào)機）中正越來越多地被采用。帶特殊外設的高MIPs DSP，除顯著地改進這些產(chǎn)品性能外，還大大地簡化產(chǎn)品設計過程并提供各種重要的特異性能。DSP非凡的處理能力，使得制造商能滿足用戶不斷增加的要求，如較高的效率和可變速度工作及精確的速度控制特性。

低成本DSP控制器能使很多先進的馬達控制算法內(nèi)置在對成本非常敏感的應用中。DSP控制器的帶寬也使設計人員能用一個控制器整合多種功能，如把馬達控制、功率因數(shù)校正和通信協(xié)議整合在一起（見圖2）。本文描述采用低成本DSP控制器的單板AC感應馬達驅動（帶功率因數(shù)校正和串行通信）結構，詳細地驗證DSP軟件和硬件方案的優(yōu)點。

關鍵的馬達驅動要求

為了能提供先進的馬達驅動特性，一個典型的馬達控制器必須滿足下列要求：

·具有產(chǎn)生多個高頻、高分辨率PWM波形的能力。

·能實時處理數(shù)據(jù)以實現(xiàn)先進的算法，使得轉矩波動最小，在線參數(shù)適應、精確速度控制等。

·用同一控制器實現(xiàn)諸如馬達控制，功率因數(shù)控制及通信等多種性能。

·用減少元件數(shù)、簡化板布局和改進制造工藝來簡化整個方案。

·通過軟件而不是硬件重新設計來簡化后期修正。

用于馬達驅動的DSP控制器

TI的新型DSP集成了所有重要功率電子設備的外設，以使成本最敏感應用（如家電）的整個系統(tǒng)執(zhí)行得以簡化、減少元件數(shù)和降低板尺寸。

用TI公司的TMS320F240 DSP控制器（圖1）提供3相ac感應馬達驅動的多種功能，這包括具有閉環(huán)速率控制的基本馬達控制、采用升壓拓撲結構的輸入功率因數(shù)校正和串行通信。此器件具有一個20MIPs 16位定點DSP芯核并集成有下列功率電子設備的外設：12個PWM通道（9個獨立的通道）、3個16位多模通用定時器，16通道10位ADC（具有同時變換能力）、4個捕獲引腳、編碼器接口能力、SCI、SPI、看門狗等。

6個PWM通道（PWM1～PWM6）控制3相電壓源倒相器。這6個PWM通道分為3對（PWM1 &2，PWM3&4，PWM5&6）。3個比較寄存器與每個PWM通道對相關聯(lián)。更新比較寄存器的值以得到合適的PWM輸出。可編程的片上軟件靜帶模塊提供足夠的空載時間以避免失效引起的沖擊。有3個以上PWM通道留做實現(xiàn)其他的功能，如功率因數(shù)校正。

馬達驅動描述

3相倒相器利用6個PWM通道。用可編程片上軟件產(chǎn)生靜帶;25齒鏈輪提供到控制器捕獲單元的速度輸入;用升壓拓撲結構實現(xiàn)功率因數(shù)校正，在升壓拓撲結構中，控制器的另一PWM通道控制功率開關。用簡單的分壓器電路調(diào)節(jié)和饋送不同的電壓到控制器的模/數(shù)單元。

完整的驅動主要利用了軟件模塊：馬達控制的閉環(huán)間隔向量脈寬調(diào)制（SVPWM）;改善輸入功率因數(shù)的功率因數(shù)校正模塊;串行通信。

下面將詳細描述以上所提到的軟件模塊的實現(xiàn)。

間隔向量脈寬調(diào)制（SVPWM）

為了給馬達提供能量效率，重要的是采用正確的倒相器開關轉換方法（見圖3）。間隔向量脈寬調(diào)制就是這樣的一種開關轉換方法，它比簡單和低效率的方法（如正弦PWM）優(yōu)越的多。SVPWM具有較高的DC總線利用和較低的諧波銅線損耗。對于給定的dc環(huán)路電壓輸出，SVPWM與正弦PWM饋送馬達相比，其3相馬達的功率輸出提高了16%。

所有應用軟件由中斷服務程序（ISR）驅動。主碼（即本地環(huán)）由TMS320C240外設初始化（例如鎖相環(huán)、看門狗、中斷控制和事件管理）組成。碼的其余部分由PWM-ISR組成。每50ms（20KHz）由事件管理的Timer1中的周期事件特征位調(diào)用ISR。

在d-q圖（見圖5）中需要精確定位基準電壓向量。其目標是以給定的速度ω和大小M在d-q圖中旋轉基準向量?？刂破鲝挠脩魝冉邮账璧幕鶞仕俣圈亍＝撬俣圈赜删_的頻率產(chǎn)生算法控制，此算法依賴于限定長度寄存器（在圖5中稱之為積分器）的模數(shù)特性。積分器的高8位用做256字正弦查找表的指針。到該寄存器的外加固定值（步長）導致8位指針以恒定速率循環(huán)查找正弦表。在結束限制時，指針簡單地循環(huán)并且對步長給出的下一個模值繼續(xù)同樣的運行。需要用Sine（a）數(shù)值把基準電壓向量分解為基準電壓向量所在區(qū)域的基本間隔向量。由于在6個區(qū)域中這種分解是相同的，所以只需要一個60°正弦查找表。為了完成一個循環(huán)（360°），正弦表需循環(huán)查找6次。對于給定的步長，V*的角頻率（周/秒）由下式給出：

ω=（STEP×fs）/6×2m （1）

（1）式中fs是取樣頻率（20KHz，PWM頻率），STEP是角步長增量，m是積分寄存器的位數(shù)。

對給定的PWM頻率（fs=20KHz），STEP（=1）和m（16位），其頻率分辨率為0.061Hz。因此，倒相器輸出頻率可控制在0.1Hz之內(nèi)。查找表的大小對合成正弦波的諧波失真也有一定的影響。一個256條目表用于60°范圍，其提供的角查找分辨率是60°/256=0.230。

基準電壓向量變換為一組專用開關變量a、b、c

3相電壓源倒相器可產(chǎn)生8個基本向量。圖5中示出8個基本向量的6個（V1，V2，V3，V4，V5和V6）。其他兩個向量V0和V7（零向量）在圖中未示出，它們對應于開關變量的狀態(tài)0（000）和7（111）。為了產(chǎn)生一個任意的基準向量V*，需要對給定的基本向量進行時間平均。在給定區(qū)域中所希望的基準電壓向量V*可合成為兩個相鄰基本向量Vx和Vy的線性組合，它們與兩個零向量的任一個組合成幀區(qū)域。因此，基準向量可寫為：

V*=dxVx+dYVY+dzVz （2）

式中Vz是零向量，dx、dy和dz是PWM開關間隔內(nèi)狀態(tài)X、Y和Z的占空率。占空率相加必須是PWM周期的100%，即dx+dy+dz=1。

V*=Mvmaxeja=dxVx+dYVY+dzVz （3）

式中M為調(diào)制系數(shù)。

分解V*為其d-q分量，它可寫為：

由于d-q基準幀可對照任何基本向量，所以這些方程可應用在任何區(qū)域。這就是為什么在這種方法中只需要一個60°正弦查找表的原因。

對于一個特定的基準電壓V*，計算所需的PWM占空率dx、dy和dz之后，需要計算比較寄存器的合適的比較值。每個PWM周期（50ms）需要計算3個新的比較值（Ta，Tb和Tc）來產(chǎn)生開關圖形。

比較值Ta，Tb和Tc可寫為：

Ta＝（T-dx-dy）/2 （8）

Tb=dx+Ta （9）

Tc=T-Ta （10）

計算的比較值輸入PWM比較寄存器，而DSP控制器在下一個PWM周期開始時更新占空率。

用低成本的25齒鏈輪和霍爾傳感器獲得馬達速度信息。圖4示出與鏈輪有關的物理描述以及相關的角速率?？偯}沖率是25個脈沖/循環(huán)?；魻杺鞲衅鞯妮敵鲋苯铀偷紺240的Capture1輸入，在此可測量齒到齒周期（t2-t1）。為了降低抖動或周期波動，每檢測一個新脈沖，對最近的25個周期測量執(zhí)行平均。

一旦從一個平均算法求出一個“robust”（“健全的”）周期測量，則用倒相周期值計算角速率（頻率）。一個經(jīng)典的比例-積分（PI）可得到閉環(huán)速度控制。

功率因數(shù)校正

在很多行業(yè)中，功率因數(shù)校正日益重要起來。歐洲的IEC和美國的IEEE已從事開發(fā)離線設備中限制諧波電流的標準。

對很多新電子產(chǎn)品必須具有接近1的功率因數(shù)和無失真電流輸入波形。通常的AC-DC變換器采用簡單電容器的二極管橋整流器從ac線路汲取功率。在離線設備中的輸入電流波形用一個整流器/電容器輸入濾波器提供窄脈沖。因此，由于電流波形的高諧波失真，使得功率因數(shù)很不理想。

用著名的帶單電源開關的升壓拓撲結構能改善輸入功率因數(shù)。電源開關控制能量流。當開關接通時，電流建立在升壓電感器中，同時二極管保持關斷。當電源開關斷開時，存在電感器中的能量經(jīng)二極管對dc線路電容器進行充電。另外可控制電感器電流跟蹤所想要的電壓。對于功率因數(shù)校正，通?？刂齐姼衅麟娏鞲櫿麟妷海虼薬c端電流將與ac線電壓同相。然而，基于正向饋電控制和電流測量的方法不是一種簡單的實現(xiàn)方法。測量整流器輸出電壓以得到輸入線電流的波形信息。全波整流線電壓饋送到模擬通道。輸入電壓用電阻分壓器調(diào)整。

另外測量dc線電容器電壓可獲得輸入電流大小的信息。同樣，用電阻分壓器把此電壓饋送到另一個模擬通道。

這兩個電壓確定升壓控制開關的工作占空率。占空率可寫為：

dactual=Krec×Vin×dmax

式中dactual是升壓電源開關的占空率，dmax是最大允許的占空率，krec是整流器輸出電壓傳感器的增益。

DC總線電壓電平確定最大允許占空率dmax。

經(jīng)典的PI方法可得到dmax。Vref取決于不同的應用并且總是大于輸入線電壓的峰值。模/數(shù)變換同步于相應功率因數(shù)校正的PWM通道。圖6示出不同控制環(huán)路的定時圖。

升壓變換器的大小遠遠小于各種無源濾波器?？梢灶A料，有效的功率因數(shù)校正將滿足將來各種嚴格的電源性能調(diào)整。

實驗

250W實驗板已被制作用來實現(xiàn)上面所提到的所有功能。帶風扇的3相感應馬達（1/3HP，4極）做為負載被連接到板上。輸入是標準的ac線電壓（115V，60Hz）。工作頻率在0～60Hz之間變化。3相倒相器和升壓變換器的功率開關用IRF840功率MOSFET。升壓電感器在150mH左右。軟件用匯編語言編寫，使用小于4KW的程序空間。控制器的片上閃存可存儲程序。

由20KHz SVPWM產(chǎn)生無失真相位電流。表1示出在不同工作頻率下的功率因數(shù)電平。

檢測電流波形的某種失真。升壓電感器在較高的工作頻率會處于飽和狀態(tài)而導致電流失真。然而，馬達相位電流和線到線電壓完全是無失真的。

軟啟動特性也包含在軟件中。在啟動期間驅動以預先確定的速率斜波上升。通過斜波上升或下降曲線，進行速度指令的突然改變。

表2列出對于不同軟件模塊的DSP帶寬的使用率。很顯然，多功能整合不能利用DSP帶寬的100%，因此，更先進的算法可實現(xiàn)應用要求。