雖然圖示并不直觀，但通過更改本振，零中頻接收器也可覆蓋范圍非常寬的射頻頻率。零中頻收發(fā)器可提供真正的寬帶體驗(yàn)，典型連續(xù)覆蓋范圍從數(shù)百M(fèi)Hz到約6 GHz。不使用固定濾波器，可以實(shí)現(xiàn)真正靈活的無線電，結(jié)果可以極大地減少，甚至可能消除在開發(fā)無線電設(shè)計(jì)頻段變體方面的投入。得益于靈活的數(shù)字化器和可編程的基帶濾波器，零中頻設(shè)計(jì)不但能實(shí)現(xiàn)高性能，還具有極大的靈活性，既能支持范圍超寬的頻率和帶寬，也能維持近乎平坦的性能，而且無需針對每種配置優(yōu)化模擬電路（如濾波器）—可謂名符其實(shí)的軟件定義無線電 (SDR) 技術(shù)。與此同時(shí)，這種方法也會大幅減小尺寸，因?yàn)樗鼮楸仨毟采w多個(gè)頻段的應(yīng)用消除了原本需要的濾波器組。在一些情況下，可以完全消除射頻濾波器，成就完全意義上的寬帶無線電，根據(jù)不需要更改頻段。通過消除部分器件、集成其他器件，可以大幅減小零中頻設(shè)計(jì)所需要的PCB尺寸，不但簡化了頻段高速過程，還能減少有必要更改尺寸時(shí)投入的精力。

最小的尺寸

通過直接比較這些架構(gòu)的PCB面積（圖3和圖4）可知，對于雙接收路徑，在合理實(shí)現(xiàn)方式下，中頻采樣和零中頻采樣的PCB面積分別為2880mm2 (18 mm × 160 mm)，和1434 mm2(18 mm × 80 mm) 。如果不算可能消除的射頻濾波器和其他簡化設(shè)計(jì)，2零中頻架構(gòu)有可能比當(dāng)前的中頻采樣技術(shù)減少最高達(dá)50%的無線電尺寸。未來的設(shè)計(jì)有可能通過額外的集成，使尺寸再減少一倍。

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圖3. 典型的中頻采樣布局

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圖4. 典型的零中頻采樣布局

最低成本

直接從物料清單來看，從中頻采樣系統(tǒng)轉(zhuǎn)向零中頻架構(gòu)可節(jié)省33%的物料。成本分析始終都是非常困難的。然而，深入考察圖1和圖2可知，許多分立式元件均已消除，包括中頻和抗混疊濾波元件，并且混頻器和基帶放大器均已集成。不明確的是，由于零中頻接收器本身具有傳統(tǒng)中頻采樣架構(gòu)不具備的帶外抑制功能，所以，整體外部濾波要求就大幅降低了。零中頻架構(gòu)中兩個(gè)元件促成了這一結(jié)果。第一個(gè)元件是有源基帶濾波器，該濾波器同時(shí)具備帶內(nèi)增益和帶外抑制功能。第二個(gè)元件是高采樣速率低通Σ-Δ轉(zhuǎn)換器，用于對I/Q信號進(jìn)行數(shù)字化。有源濾波器減少了帶外元件，而ADC的高采樣速率則使混疊點(diǎn)提高到足夠高的頻率，從而消除了外部抗混疊濾波元件的必要性（因?yàn)橛性礊V波器已經(jīng)充分地抑制了信號）。

圖5. 有源基帶濾波器與ADC

通過把基帶信號施加到有源濾波器上，如圖5所示，可以滾降高頻內(nèi)容。然后，ADC對來自低通濾波器的任何殘余輸出信號進(jìn)行數(shù)字化和最終濾波。級聯(lián)結(jié)果如圖6所示。此圖所示為在有源濾波器和Σ-Δ ADC復(fù)合效應(yīng)作用下的典型接收器性能。這里展示的是帶內(nèi)和帶外功率靈敏度降低3 dB的典型情況。注意，在不使用任何外部濾波元件的情況下，帶外性能有所改善。

為了獲得類似的性能水平，中頻采樣接收器采用分立式中頻濾波元件（如SAW技術(shù)）來實(shí)現(xiàn)選擇性和帶外信號保護(hù)功能，以防止寬帶信號混疊和噪聲混疊回頻段等問題。中頻采樣架構(gòu)還必須采取其他無用混頻器項(xiàng)的保護(hù)措施，包括半中頻項(xiàng)，該項(xiàng)會提高射頻和中頻濾波要求并限制采樣速率和中頻規(guī)劃。零中頻架構(gòu)不存在這種頻率規(guī)劃限制。

圖6. 典型的零中頻帶外抑制

根據(jù)設(shè)計(jì)和應(yīng)用的不同，這種原生抑制功能可以降低或消除外部射頻濾波要求。通過省去這些元件可以直接節(jié)省成本，因?yàn)楦鶕?jù)類型的不同，外部射頻濾波器可能比較昂貴。另外，移除這些損耗性的器件有助于消除射頻增益級，結(jié)果不但能節(jié)省成本，同時(shí)還能降低功耗、提高線性度。所有這些都可進(jìn)一步增強(qiáng)分區(qū)和智能集成的優(yōu)勢。