簡介

高開關頻率是在電源轉換技術發(fā)展過程中促進尺寸減小的主要因素。為了符合相關法規(guī)，通常需要采用電磁干擾 （EMI） 濾波器，而該濾波器通常在系統(tǒng)總體尺寸和體積中占據(jù)很大一部分，因此了解高頻轉換器的 EMI 特性至關重要。

在本系列文章的第 2 部分，您將了解差模 （DM） 和共模 （CM） 傳導發(fā)射噪聲分量的噪聲源和傳播路徑，從而深入了解 DC/DC 轉換器的傳導 EMI 特性。本部分將介紹如何從總噪聲測量結果中分離出 DM/CM 噪聲，并將以升壓轉換器為例，重點介紹適用于汽車應用的主要 CM 噪聲傳導路徑。

DM 和 CM 傳導干擾

DM 和 CM 信號代表兩種形式的傳導發(fā)射。DM 電流通常稱為對稱模式信號或橫向信號，而 CM 電流通常稱為非對稱模式信號或縱向信號。圖 1 顯示了同步降壓和升壓 DC/DC 拓撲中的 DM 和 CM 電流路徑。Y 電容 CY1 和 CY2 分別從正負電源線連接到 GND，輕松形成了完整的 CM 電流傳播路徑 ［1］。

圖 1：同步降壓 （a） 和升壓 （b） 轉換器 DM 和 CM 傳導噪聲路徑。

DM 傳導噪聲

DM 噪聲電流 （IDM） 由轉換器固有開關動作產(chǎn)生，并在正負電源線 L1 和 L2 中以相反方向流動。DM 傳導發(fā)射為“電流驅動型”，與開關電流 （di/dt）、磁場和低阻抗相關。DM 噪聲通常在較小的回路區(qū)域流動，返回路徑封閉且緊湊。

例如，在連續(xù)導通模式 （CCM） 下，降壓轉換器會產(chǎn)生一種梯形電流，且這種電流中諧波比較多。這些諧波在電源線上會表現(xiàn)為噪聲。降壓轉換器的輸入電容（圖 1 中的 CIN）有助于濾除這些高階電流諧波，但由于電容的非理想寄生特性（等效串聯(lián)電感 （ESL） 和等效串聯(lián)電阻 （ESR）），有些諧波難免會以 DM 噪聲形式出現(xiàn)在電源電流中，即使在添加實用的 EMI 輸入濾波器級之后也于事無補。

CM 傳導噪聲

另一方面，CM 噪聲電流 （ICM） 會流入接地 GND 線并通過 L1 和 L2 電源線返回。CM 傳導發(fā)射為“電壓驅動型”，與高轉換率電壓 （dv/dt）、電場和高阻抗相關。在非隔離式 DC/DC 開關轉換器中，由于 SW 節(jié)點處的 dv/dt 較高，產(chǎn)生了 CM 噪聲，從而導致產(chǎn)生位移電流。該電流通過與 MOSFET 外殼、散熱器和 SW 節(jié)點走線相關的寄生電容耦合到 GND 系統(tǒng)。與轉換器輸入或輸出端的接線較長相關的耦合電容也可能構成 CM 噪聲路徑。

圖 1 中的 CM 電流通過輸入 EMI 濾波器的 Y 電容（CY1 和 CY2）返回。另一條返回路徑為，通過 LISN 裝置（在本系列文章的第 1 部分中討論過）的 50Ω 測量阻抗返回，這顯然是不合需要的。盡管 CM 電流的幅值遠小于 DM 電流，但相對來說更難以處理，因為它通常在較大的傳導回路區(qū)域流動，如同天線一般，可能增加輻射 EMI。

圖 2 顯示了 Fly-Buck（隔離式降壓）轉換器的 DM 和 CM 傳導路徑。CM 電流通過變壓器 T1 的集總繞組間電容（圖 2 中的 CPS）流到二次側，并通過接地 GND 連接返回。圖 2 還顯示了 CM 傳播的簡化等效電路。

圖 2：Fly-Buck 隔離式轉換器 DM 和 CM 傳導噪聲傳播路徑 （a）；CM 等效電路 （b）。

在實際的轉換器中，以下元件寄生效應均會影響電壓和電流波形以及 CM 噪聲：

·MOSFET 輸出電容 （COSS）。

·整流二極管結電容 （CD）。

·主電感繞組的等效并聯(lián)電容 （EPC）。

·輸入和輸出電容的等效串聯(lián)電感 （ESL）。

相關內(nèi)容，我將在第 3 部分中進一步詳細介紹。

噪聲源和傳播路徑

正如第 1 部分所述，測量 DC/DC 轉換器傳導發(fā)射（對于 CISPR 32 標準，規(guī)定帶寬范圍為 150kHz 至 30MHz；對于 CISPR 25 標準，則規(guī)定頻率范圍為更寬的 150kHz 至 108MHz）時，測量的是每條電源線上 50Ω LISN 電阻兩端相對于接地 GND 的總噪聲電壓或“非對稱”干擾 ［1］。

圖 3 顯示了 EMI 噪聲的產(chǎn)生、傳播和測量模型 ［1］。噪聲源電壓用 VN 表示，噪聲源和傳播路徑阻抗分別用 ZS 和 ZP 表示。LISN 和 EMI 接收器的高頻等效電路僅為兩個 50Ω 電阻。圖 3 還顯示了相應的 DM 和 CM 噪聲電壓 VDM 和 VCM，它們由兩條電源線的總噪聲電壓 V1 和 V2 計算得出。DM（或“對稱”）電壓分量定義為 V1 和 V2 矢量差的一半；而 CM（或“非對稱”）電壓分量定義為 V1 和 V2 矢量和的一半 ［2］。請注意，本文提供的 VDM 通用定義與 CISPR 16 標準規(guī)定的值相比，可能存在 6dB 的偏差。

圖 3：傳導 EMI 發(fā)射模型，其中顯示了噪聲源電壓、噪聲傳播路徑和 LISN 等效電路。

CM 噪聲源阻抗主要是容性阻抗，并且 ZCM 隨頻率的增大而減小。而 DM 噪聲源阻抗通常為阻性和感性阻抗，并且 ZDM 隨頻率的增大而增大。

要降低傳導噪聲水平，確保噪聲源本身產(chǎn)生較少的噪聲是其中的一種方法。對于噪聲傳播路徑，可以通過濾波或其他方法調(diào)整阻抗，從而減小相應的電流。例如，要降低降壓或升壓轉換器中的 CM 噪聲，需要降低 SW 節(jié)點 dv/dt（噪聲源）、通過減小接地寄生電容來增大阻抗、或者使用 Y 電容和/或 CM 扼流器進行濾波。本系列文章的第 4 部分將詳細介紹 EMI 抑制技術分類。

DM 和 CM EMI 濾波

無源 EMI 濾波是最常用的 EMI 噪聲抑制方法。顧名思義，這類濾波器僅采用無源元件。將這類濾波器設計用于電力電子設備時特別具有挑戰(zhàn)性，因為濾波器端接的噪聲源（開關轉換器）和負載（電線線）阻抗是不斷變化的 ［2］ ［3］。

圖 4a 顯示了傳統(tǒng)的 p 型 EMI 輸入濾波器，以及整流和瞬態(tài)電壓鉗位功能（為直流/交流輸入供電的 DC/DC 轉換器提供 EMC 保護）。此外，圖 4 還包括本系列文章第 1 部分中的 LISN 高頻等效電路。

圖 4：傳統(tǒng)的 EMC 輸入濾波器 （a），包括 DM 等效電路 （b） 和 CM 等效電路 （c）。

典型 EMI 濾波器的兩個 CM 繞組相互耦合，這兩個繞組的 CM 電感分別為 LCM1 和 LCM2。DM 電感 LDM1 和 LDM2 分別是兩個耦合的 CM 繞組的漏電感，并且還可能包括分立的 DM 電感。CX1 和 CX2 為 DM 濾波器電容，而 CY1 和 CY2 為 CM 濾波器電容。

通過將 EMI 濾波器去耦為 DM 等效電路和 CM 等效電路，可簡化其設計。然后，可以分別分析濾波器的 DM 和 CM 衰減。去耦基于這樣的假設，即 EMI 濾波器具有完美對稱的電路結構。在實現(xiàn)的對稱濾波器中，假設 LCM1 = LCM2 = LCM，CY1 = CY2 = CY，LDM1 = LDM2 = LDM，并且印刷電路板 （PCB） 布局也完美對稱。DM 等效電路和 CM 等效電路分別如圖 4b 和圖 4c 所示 ［4］。

但是，嚴格來說，實際情況下并不存在完美對稱，因此 DM 和 CM 濾波器并不能完全去耦。而結構不對稱可能導致 DM 噪聲轉變成 CM 噪聲，或者 CM 噪聲轉變成 DM 噪聲。通常，與轉換器噪聲源和 EMI 濾波器參數(shù)相關的不平衡性可能導致這種模式轉變 ［5］。

DM 和 CM 噪聲分離

傳導 EMI 的初始測量結果通常顯示 EMI 濾波器衰減不足。為了獲得適當?shù)?EMI 濾波器設計，必須獨立研究待測設備 （EUT） 產(chǎn)生的傳導發(fā)射的 DM 和 CM 噪聲電壓分量。

將 DM 和 CM 分開處理有助于確定相關 EMI 源并對其進行故障排除，從而簡化 EMI 濾波器設計流程。正如我在上一部分強調(diào)的那樣，EMI 濾波器采用了截然不同的濾波器元件來抑制 DM 和 CM 發(fā)射。在這種情況下，一種常見的診斷檢查方法是將傳導噪聲分離為 DM 噪聲電壓和 CM 噪聲電壓。

圖 5 顯示了無源和有源兩種實現(xiàn)形式的 DM/CM 分離器電路，該電路有助于直接同時測量 DM 和 CM 發(fā)射。圖 5a 中的無源分離器電路 ［4］ 使用寬帶 RF 變壓器（如 Coilcraft 的 SWB1010 系列）在 EMI 覆蓋的頻率范圍內(nèi)實現(xiàn)可接受的分離結果，其中 T1 和 T2 的特征阻抗 （ZO） 分別為 50Ω 和 100Ω。將一個 50Ω 的電阻與 DM 輸出端口的頻譜分析儀的輸入阻抗串聯(lián)，實現(xiàn)圖 3 中提供的 VDM 表達式的“除 2”功能。

圖 5：實現(xiàn)的用于分離 DM/CM 噪聲的無源 （a） 和有源 （b） 電路。

圖 5b 展示的是使用低噪聲、高帶寬運算放大器的有源分離器電路 ［6］。U1 和 U2 實現(xiàn)了 LISN 輸出的理想輸入阻抗矩陣，而 U3 和 U4 分別提供 CM 和 DM 電壓。LCM 是一個 CM 線路濾波器（例如 Würth Elektronik 744222），位于差分放大器 U4 的輸入端，用于增大 DM 結果的 CM 抑制比（共模抑制比 ［CMRR］ ? - ￥dB）并最大限度地減少 CM/DM 交叉耦合。

實際電路示例 - 汽車同步升壓轉換器

考慮圖 6 中所示的同步升壓轉換器。該電路在汽車應用中很常見，通常作為預升壓穩(wěn)壓器在冷啟動或瞬態(tài)欠壓條件下保持電池電壓供應 ［7］。

圖 6：汽車同步升壓轉換器（采用 50Ω/5μH LISN，用于 CISPR 25 EMI 測試）。

在車輛底盤接地端直接連接一個 MOSFET 散熱器，可以提高轉換器的熱性能和可靠性，但共模 EMI 性能會受到影響。圖 6 所示的原理圖中，包含升壓轉換器以及 CISPR 25 建議采用的兩個 LISN 電路（分別連接在 L1 和 L2 輸入線上）。

考慮到升壓轉換器的 CM 噪聲傳播路徑，圖 7 將 MOSFET Q1 和 Q2 替換為等效的交流電壓流和電流源 ［8］。圖 7 中，還呈現(xiàn)了與升壓電感 LF、輸入電容 CIN 和輸出電容 COUT 相關的寄生分量部分。特別是 CRL-GND，它是負載電路與底盤 GND 之間的寄生電容，包括長負載線和布線以及下游負載配置（例如，二次側輸出連接到底盤接地的隔離式轉換器，或者用大型金屬外殼固定到底盤上的電機驅動系統(tǒng)）所產(chǎn)生的寄生電容。

圖 7：具有 LISN 的同步升壓拓撲的高頻等效電路。只有在 LISN 中流動的 CM 電流路徑與 CM 發(fā)射測量相關。

漏源開關（SW 節(jié)點）電壓的上升沿和下降沿代表主要的 CM 噪聲源。CP1 和 CP2 分別代表 SW 與底盤之間以及 SW 與散熱器之間的有效寄生電容。圖 8 顯示了 SW 節(jié)點電容（電場）耦合為主要 CM 傳播路徑時簡化的 CM 噪聲等效電路。

圖 8：連有 LISN 的同步升壓電路及其簡化 CM 等效電路。

總結

對于電力電子工程師而言，了解各種電源級拓撲中 DM 和 CM 電流的相關傳播路徑（包括與高 dv/dt 和 di/dt 開關相關的電容（電場）和電感（磁場）耦合）非常重要。在 EMI 測試過程中，將 DM 和 CM 發(fā)射分開處理有助于對相關 EMI 源進行故障排除，從而簡化 EMI 濾波器設計流程。

在即將發(fā)表的本系列文章第三部分中，將全面介紹影響轉換器開關性能和 EMI 信號的電路元件寄生部分。