新式降壓轉(zhuǎn)換設(shè)計(jì)并實(shí)現(xiàn)PWM升壓轉(zhuǎn)換器

Christian Schimpfle、J?rg Kirchner
　

本文針對升壓轉(zhuǎn)換器介紹一種新型式的輸出穩(wěn)壓技術(shù)，它不但節(jié)省電路板面積，就算輸入電壓高于輸出電壓，它也能提供良好的穩(wěn)壓效果。這種新技術(shù)不用低壓降之線性穩(wěn)壓器就能完成降壓轉(zhuǎn)換，它也不像是SEPIC或其它非反相升-降壓 (buck-boost) 轉(zhuǎn)換器需要額外的電感或電容。這種概念是以PMOS同步整流器的后-閘極 (back-gate) 控制為基礎(chǔ)，它能避免電路在降壓模式工作時(shí)，基底二極管 (substrate diode) 出現(xiàn)順向偏壓。這顆轉(zhuǎn)換器采用10只接腳的MSOP封裝，它只需要一顆外接電感和電容，就能提供1.8 V至5.5 V的穩(wěn)壓輸出，輸出電流最高200 mA。連續(xù)升壓模式的轉(zhuǎn)換效率超過85%，最高甚至達(dá)到95%，降壓模式的效率則通常在55%和75%之間。新型式的轉(zhuǎn)換器還提供可選用的省電模式，來達(dá)成在輕載情況下更高的轉(zhuǎn)換效率。

介紹
為了延長電池壽命同時(shí)減少高度整合之系統(tǒng)的散熱問題，今日的電池供電型式之可攜式電子產(chǎn)品需要高效率的電源供應(yīng)解決方案；除此之外，這類電源還必須在一顆或多顆電池所供應(yīng)的寬廣輸入電壓范圍內(nèi)，提供穩(wěn)定不變的輸出電壓。

舉例來說，對于使用兩顆堿性電池、鎳鎘電池或鎳氫電池的系統(tǒng)，可以假設(shè)其所需的供應(yīng)電壓為2.8 V。新的堿性電池通常能提供1.6 V至1.65 V的電壓，在將兩顆電池串聯(lián)的雙電池應(yīng)用中，這表示總電壓可達(dá)3.3 V。圖1是升壓轉(zhuǎn)換電路在未接負(fù)載和大約33 Ω電阻性負(fù)載條件下，串聯(lián)至輸入端的兩顆堿性電池的放電情形，從圖中可看出至少在90%的電池供電時(shí)間內(nèi)，電池電壓會(huì)低于2.8 V。升壓轉(zhuǎn)換器是此區(qū)域內(nèi)的最佳選擇，但由于新電池的供應(yīng)電壓最高達(dá)到3.3 V，因此若采用標(biāo)準(zhǔn)升壓轉(zhuǎn)換器，將無法在此條件下產(chǎn)生正確的輸出電壓。

圖1：兩顆堿性電池串聯(lián)至升壓轉(zhuǎn)換器輸入端所得到的放電曲線

想要產(chǎn)生應(yīng)用所需的2.8 V輸出電壓，可能方法之一是使用SEPIC或是Cuk之類的升-降壓 (buck-boost) 轉(zhuǎn)換器，它們會(huì)先提供降壓轉(zhuǎn)換，等到每顆電池的電壓都低于1.5 V額定電壓，就改用升壓轉(zhuǎn)換，直到電池輸出電壓小于轉(zhuǎn)換器所能接受的最低輸入電壓，這種電路的主要缺點(diǎn)是它們至少需要兩個(gè)電感和一個(gè)額外電容。

升-降壓 (buck-boost) 轉(zhuǎn)換器的輸出功率為：
P_out = I_{L, peak} × V_peak × D × (1 – D)-----------(1)

其中IL, peak是電感的峰值電流，Vpeak= Vout + Vin，D是負(fù)載周期，當(dāng)D = 0.5和Vout = Vin時(shí)，即可得到最大輸出功率Pout = Pout.max。

對于升壓轉(zhuǎn)換器，輸出功率等于：
P_out = I_{L, peak} × V_peak × (1 – D)----------- (2)

當(dāng)D = 1時(shí)，Pout = Pout.max，Vout = Vin。從公式 (1) 和 (2) 可得知升壓轉(zhuǎn)換器的Pout. max = I_{L, peak}V_peak，升-降壓轉(zhuǎn)換器則為Pout.max = 0.25I_{L, peak}V_peak。這表示對于同樣的限制因素I_{L, peak}以及V_peak，升-降壓壓轉(zhuǎn)換器所能提供的最大輸出功率只有升壓轉(zhuǎn)換器的四分之一。

另一種方法是使用低壓降之線性穩(wěn)壓器 (LDO)，并在其前端增加升壓轉(zhuǎn)換電路，由它提供適當(dāng)?shù)妮斎腚妷航oLDO，該輸入電壓在整個(gè)電池供電時(shí)間內(nèi)至少應(yīng)等于LDO的輸出電壓 (此處為2.8 V) 再加上LDO正常操作所需的最小電壓降 (dropout voltage)。等到電池的電壓減少至2.8 V以下，就改用簡單的升壓轉(zhuǎn)換器，此時(shí)它變成是較有效率的解決方案。

本文介紹一種新型式的的升壓轉(zhuǎn)換器，它就算輸入電壓高于輸出電壓，也能透過同步整流器和負(fù)載周期的控制來提供額定的穩(wěn)壓輸出，不必另外增加電感或電容，也不需要使用低壓降之線性穩(wěn)壓器。

本文內(nèi)容如下：第二段是電路架構(gòu)和不同工作模式的說明，第三段介紹控制方式，第四段提供芯片實(shí)作的量測結(jié)果，第五段則是最后的總結(jié)評論。

電路架構(gòu)
這種升壓轉(zhuǎn)換器的電路架構(gòu)如圖2所示，虛線方塊是整合至芯片的部份，它是這種升壓轉(zhuǎn)換器的標(biāo)準(zhǔn)架構(gòu)，其中有同步整流器、后-閘極 (back-gate)控制以及MOS開關(guān)的電壓模式控制單元。

我們在同步整流器中使用了低耗損的PMOS功率晶體，它的后-閘極能在Vout和SW電路接點(diǎn)之間切換。在電源剛激活的Vin ≧ Vout階段，后閘極會(huì)連接至SW接點(diǎn)，PMOS則像電流源，用來將Cout充電至Vin左右。假設(shè)Vout, nom為額定輸出電壓，若Vin < Vout.nom，轉(zhuǎn)換器會(huì)切換至升壓模式，等到Vin ≧ Vout.nom后，電路就開始在降壓模式工作。

圖2：內(nèi)建降壓轉(zhuǎn)換功能的升壓轉(zhuǎn)換器方塊圖

■A. 升壓模式
在升壓模式下，PMOS開關(guān)晶體管的后-閘極是連接至Vout，它的閘極則會(huì)在NMOS導(dǎo)通期間ton的電壓Vout以及NMOS截止期間toff的0 V之間切換。在開關(guān)晶體管為理想組件的假設(shè)下，升壓轉(zhuǎn)換器的負(fù)載周期公式為：

D=Vout-Vin/Vout----------------(3)
　

圖3：轉(zhuǎn)換器在升壓模式下的電路圖

圖3是升壓模式的等效電路，此升壓轉(zhuǎn)換器的平均電感電流為：

I_L,avg=Iout/1-D----------------(4)

圖4：連續(xù)模式和省電模式分界點(diǎn)上的電感電流值

若如圖4所示，電感電流的最小值剛好等于零，則其峰值為：

I_L(to+ton)=1/L x Vin x ton----------------(5)

在這些條件下，一個(gè)時(shí)脈周期內(nèi)的平均電感電流等于：

I_{L,avg(border)}=1/2L x Vin x ton----------------(6)

當(dāng)負(fù)載較小時(shí)，電感上的電流可能變成負(fù)值，因此為了避免電流在某些時(shí)間內(nèi)從輸出端經(jīng)由PMOS功率晶體和電感回流至Vin，電路激活后只要Vout在可接受的誤差范圍內(nèi)，轉(zhuǎn)換器就會(huì)在省電模式工作。這表示與其在效率較低的不連續(xù)模式下操作，轉(zhuǎn)換器會(huì)進(jìn)入閑置狀態(tài)，此時(shí)NMOS和PMOS都處于截止?fàn)顟B(tài)，大多數(shù)功能方塊的電源也被切斷，這能節(jié)省電力消耗，進(jìn)而提升轉(zhuǎn)換器的工作效率，等到輸出電壓下降至預(yù)設(shè)的Vout.low電壓值，轉(zhuǎn)換器就會(huì)重新開始工作。根據(jù)公式(4) 和 (6)，省電模式的工作條件可表示成：

----------------(7)
　

■B. 降壓模式
降壓模式的工作條件可簡單表示成：

Vin≥Vout----------------(8)

圖5：降壓模式下的轉(zhuǎn)換器電路圖

在激活階段，只要Vout尚未達(dá)到其額定值，就必須將降壓模式關(guān)閉。圖5是降壓模式的等效電路，注意當(dāng)NMOS截止時(shí)，若PMOS就像在標(biāo)準(zhǔn)升壓模式一樣的進(jìn)入導(dǎo)通狀態(tài)，那么SW接點(diǎn)上的電壓就等于Vout，電感兩端也會(huì)出現(xiàn)Vin – Vout的正電壓降，電感電流也因此會(huì)增加ΔI_L = L × (Vin – Vout)，這表示I_L在NMOS導(dǎo)通和截止時(shí)都會(huì)增加，PWM模式直流轉(zhuǎn)換器的伏特-秒 (volt-seconds) 在這兩種狀態(tài)下必須相等條件也因此被打破。在這些條件下，電感電流會(huì)繼續(xù)增加直到Vout ≧ Vin。

因此在設(shè)計(jì)電路時(shí)，必須確保PMOS開關(guān)在降壓模式下永遠(yuǎn)處于截止?fàn)顟B(tài)。要做到這一點(diǎn)，PMOS閘極電壓會(huì)如圖5所示的被箝位至Vin，這樣當(dāng)閘極電壓像在升壓模式一樣的被設(shè)為Vout而讓PMOS進(jìn)入截止?fàn)顟B(tài)后，只要Vin電壓值高于Vout再加上PMOS的臨界電壓VT.p，這顆晶體管就會(huì)進(jìn)入導(dǎo)通狀態(tài)。

在降壓模式下，PMOS晶體管的后-閘極接腳BG不會(huì)像升壓模式一樣的連接至Vout，因?yàn)楹?閘極二極管會(huì)在Vin – Vout > Vd時(shí)進(jìn)入順向偏壓狀態(tài)，其中Vd是二極管的順向電壓，其值約為0.7 V。后-閘極控制電路現(xiàn)在將PMOS后-閘極和Vout的連接切斷，確保后-閘極二極管不會(huì)進(jìn)入順向偏壓狀態(tài)。當(dāng)NMOS開關(guān)在降壓模式下導(dǎo)通時(shí)，PMOS的后-閘極會(huì)經(jīng)由另一顆小型PMOS組件 (M3) 連接至Vout。圖6是后-閘極控制電路中，開關(guān)組件的可能實(shí)作方式之一，它是由兩顆做為開關(guān)的功率晶體組成，功率晶體M1會(huì)在Vout < Vin的最初階段中將BG連接至SW，此時(shí)功率晶體就像是對輸出電容充電的電流源。進(jìn)入升壓模式后，功率晶體M2會(huì)將BG連接至Vout，其中訊號DM = “0” 顯示降壓模式已被關(guān)閉。把M2的后-閘極連接至BG接點(diǎn)，即可確保在降壓模式下，M2的后-閘極二極管不會(huì)進(jìn)入順向偏壓狀態(tài)，也不會(huì)有電流通過后-閘極。因此相較于大型的NMOS和PMOS開關(guān)，M1、M2和M3可以使用較小的功率晶體。

圖6：后-閘極控制開關(guān)

在連續(xù)升壓模式下，SW上的電壓會(huì)在0 V和Vout之間改變。在降壓模式下，PMOS晶體管不會(huì)在NMOS截止時(shí)進(jìn)入導(dǎo)通狀態(tài)，因此SW電壓會(huì)在0 V和Vin + VT.p之間切換。降壓模式激活后，轉(zhuǎn)換器就能在連續(xù)模式和省電模式下工作，省電模式的條件和 (7) 所描述的相同。圖7是電路從升壓模式轉(zhuǎn)換至降壓模式時(shí)，示波器上所看到的SW電壓波形，轉(zhuǎn)換器在這種兩模式下都會(huì)連續(xù)進(jìn)行切換。升壓和降壓模式之間的中斷部份是由控制電路所產(chǎn)生，因?yàn)镹MOS在Vin ≈ Vout的導(dǎo)通時(shí)間非常小，使得部份的脈沖訊號 (NMOS切換作業(yè)) 被跳過。

圖7：從升壓模式轉(zhuǎn)換至降壓模式時(shí)的SW訊號　

電壓模式控制機(jī)制
本文介紹的轉(zhuǎn)換器是利用定頻電壓模式控制來提供穩(wěn)壓輸出，其中升壓模式的負(fù)載周期控制算法是由公式 (3) 決定，這個(gè)能夠自動(dòng)控制NMOS的截止時(shí)間toff，進(jìn)而控制負(fù)載周期的算法是由兩個(gè)部份組成：電流產(chǎn)生器和定時(shí)器單元。在升壓模式下，電流產(chǎn)生器電路會(huì)產(chǎn)生一個(gè)等比于Vout的電流，同時(shí)提供參考電壓給RC振蕩器，由它產(chǎn)生時(shí)間周期為T = RC的時(shí)脈脈沖。定時(shí)器內(nèi)另一個(gè)電容值為C的電容每隔時(shí)間T就會(huì)充電至Vin，然后由電流產(chǎn)生器的電流將其放電。為了得到更高的精確度，此設(shè)計(jì)會(huì)利用一個(gè)誤差放大器來調(diào)整放電電流，電容的電壓會(huì)與某個(gè)固定電壓值比較 (對于理想的MOS開關(guān)組件，這是指地電位)，等到電容放電至此電壓值，比較器就會(huì)產(chǎn)生一個(gè)脈沖，代表NMOS截止時(shí)間已經(jīng)結(jié)束，這個(gè)NMOS開關(guān)也會(huì)進(jìn)入導(dǎo)通狀態(tài)，等到振蕩器產(chǎn)生下一個(gè)脈沖時(shí)再進(jìn)入截止?fàn)顟B(tài)。

接著，我們將詳細(xì)說明降壓模式的控制算法。在降壓模式下，我們也能根據(jù)圖5利用伏特-秒相等的原理來算出所需的負(fù)載周期。忽略NMOS和PMOS開關(guān)的電阻性損耗，那么在NMOS的導(dǎo)通和截止期間內(nèi)，電感兩端的電壓為：

V(ton)=Vin
V(toff)=-VT.p----------------(9)

應(yīng)用伏特-秒相等的原理即可得到：

----------------(10)

對于固定頻率f = 1/T，可將NMOS的截止時(shí)間設(shè)為：

----------------(11)
　

就能從公式 (10) 得到所要求的負(fù)載周期。

圖8是降壓模式下，截止時(shí)間控制器的工作原理。電流產(chǎn)生器方塊會(huì)提供等比于Vin + VT.p的電流，定時(shí)器的電容C則會(huì)在T = RC 的時(shí)間內(nèi)充電至Vin，然后利用電流產(chǎn)生器所產(chǎn)生的電流I = (Vin + VT.p) / R進(jìn)行放電，一個(gè)簡單的比較器接著會(huì)在toff時(shí)間內(nèi)產(chǎn)生多個(gè)脈沖。很明顯的，振蕩器的R和C必須相等于電流產(chǎn)生器內(nèi)的R以及定時(shí)器的C。為了得到所要求的精確度，誤差放大器會(huì)根據(jù)正比于│Vout - Vnom│的誤差訊號來提供電流Ierr，其中Vnom是所要求的額定輸出電壓。必須注意的是，只有電流產(chǎn)生器在升壓和降壓模式下的工作方式不同，控制器的所有其它部份在這兩種模式下的功能都完全相同。
　

圖8：降壓模式的控制機(jī)制

　

實(shí)驗(yàn)結(jié)果
我們利用一顆芯片來實(shí)作本文所介紹的轉(zhuǎn)換器，它能支持1至3顆堿性電池、鎳鎘或鎳氫電池應(yīng)用，例如網(wǎng)絡(luò)音樂播放機(jī)或PDA。這個(gè)轉(zhuǎn)換器的輸入電壓從0.9 V至5.5 V，輸出電壓則能在1.8 V至5.5 V之間調(diào)整。

理論上，Vin可以超過Vout任何值，但實(shí)際上卻須將PMOS開關(guān)在降壓作業(yè)模式的較大功耗列入考慮。在降壓模式下，PMOS晶體管兩端的電壓降等于Vin + VT.p – Vout，其功耗則能由下式計(jì)算：

P_PMOS,DM = Iout × (Vin + VT.p – Vout)----------------(12)

隨著芯片環(huán)境的熱阻抗不同，我們可以針對特定的Vout和Iout來計(jì)算所能接受的Vin最大值，這在實(shí)際應(yīng)用中必須列入考慮。在本文所介紹的量測過程中，我們限制Vin最多不能比Vout高出1.5 V。

效率是轉(zhuǎn)換器最重要的參數(shù)之一。本文在進(jìn)行量測時(shí)會(huì)將輸出電壓固定，然后改變輸入電壓和負(fù)載電流，藉以判斷此轉(zhuǎn)換器在眾多可能操作點(diǎn)和所有不同模式下的轉(zhuǎn)換效率。所有量測值都是在25℃下的量測結(jié)果。

圖9a是將省電模式關(guān)掉后，轉(zhuǎn)換器工作效率的3D圖，其中輸出電壓是3.3 V，從圖中可明顯看出升壓和降壓模式的分界。在升壓模式下，只要負(fù)載電流大于20 mA左右，轉(zhuǎn)換效率就會(huì)超過90%。
　

圖9：將省電模式關(guān)掉后，Vout = 3.3 V時(shí)的轉(zhuǎn)換效率圖

負(fù)載較小時(shí)，轉(zhuǎn)換效率會(huì)持續(xù)下降，這是因?yàn)殡姼须娏髟谀承r(shí)間會(huì)變成負(fù)值，并且從輸出端回流至輸入端。注意此轉(zhuǎn)換器并沒有不連續(xù)模式，所謂不連續(xù)模式是指IL會(huì)停在零的位置，而不是變成負(fù)值。降壓模式的轉(zhuǎn)換效率顯然與升壓模式有一段差距，這是由PMOS信道的電阻性損耗所造成。在降壓模式下，轉(zhuǎn)換器總是能進(jìn)入省電模式，因此若在負(fù)載很小時(shí)將省電模式關(guān)掉，就會(huì)使得升壓模式具有效高的轉(zhuǎn)換效率。

如果激活省電模式，轉(zhuǎn)換效率的分布就會(huì)變得非常均勻。圖10是3.3 V輸出電壓時(shí)的轉(zhuǎn)換效率3D圖，當(dāng)負(fù)載較小時(shí)，轉(zhuǎn)換器會(huì)暫時(shí)進(jìn)入閑置狀態(tài)，其中絕大多數(shù)的內(nèi)部電路方塊都不再連接至電源供應(yīng)，NMOS和PMOS晶體管也會(huì)停止導(dǎo)通。圖10是在各種負(fù)載下的效率曲線，其中最大的負(fù)載電流為250 mA，從圖中可發(fā)現(xiàn)在Vin = Vout時(shí)，轉(zhuǎn)換效率會(huì)出現(xiàn)很大的變化，然而降壓模式的效率卻仍在55%和72%的范圍內(nèi)。
　

圖10：激活省電模式后，Vout = 5.5 V時(shí)的轉(zhuǎn)轉(zhuǎn)效率
　

圖11是轉(zhuǎn)換器在不同輸入電壓下的負(fù)載穩(wěn)壓效果。在圖中所示的條件下，3.3 V額定輸出電壓的誤差范圍會(huì)在-0.6%和1.1%之間?？刂苹芈返脑O(shè)計(jì)是讓Vout精確度達(dá)到±1.6%，若將零件的不匹配原因列入考慮，那么整體精確度仍可確保在±3%以內(nèi)。
　

圖11：負(fù)載穩(wěn)壓

結(jié)論
本文發(fā)表一種新架構(gòu)的低功率直流轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)方式，它包含可供選用的降壓轉(zhuǎn)換功能，不必增加任何電感或電容，也不需要低壓降之線性穩(wěn)壓器。這種設(shè)計(jì)最適合所需供應(yīng)電壓略低于電池滿電荷時(shí)的應(yīng)用，只要電池放電至所要求的額定供應(yīng)電壓以下，此轉(zhuǎn)換器就變成標(biāo)準(zhǔn)的升壓轉(zhuǎn)換器。在新型式的降壓轉(zhuǎn)換模式中后-閘極 (back-gate)，功率晶體PMOS開關(guān)的動(dòng)作就像是同步整流器，轉(zhuǎn)換器則需為此功率晶體PMOS的后-閘極(back-gate)提供特殊控制方式；一旦Vin超過Vout，這顆功率晶體PMOS的閘極就會(huì)被連接至地電位，使它不再進(jìn)入導(dǎo)通狀態(tài)，這能確保功率晶體NMOS開關(guān)處于截止?fàn)顟B(tài)時(shí)，電感兩端的電壓會(huì)變成負(fù)值，而同時(shí)符合伏特-秒平衡的原理。在此模式下，PMOS信道的電阻性損耗會(huì)高于標(biāo)準(zhǔn)升壓模式，所以效率就變得較差；此外，Vin所能超過Vout的最大范圍不僅受到制程技術(shù)的電壓能力限制，也會(huì)受到PMOS組件周圍環(huán)境的熱阻抗影響。

我們利用一顆芯片來實(shí)作本文介紹的設(shè)計(jì)，它采用MSOP-10封裝技術(shù)包括底部有散熱裸銅，使其就算在最惡劣條件下，Vin也會(huì)比Vout高出1.5 V。量測結(jié)果顯示升壓模式的轉(zhuǎn)換效率通常都高過90%，最高甚至達(dá)到95%，降壓轉(zhuǎn)換模式的效率則在55%和75%之間。由于提供降壓轉(zhuǎn)換能力，本文介紹的轉(zhuǎn)換器能為種類廣泛的電池供電型應(yīng)用帶來一套節(jié)省電路板面積、成本和功耗的解決方案。