現(xiàn)代功率轉(zhuǎn)換需要不斷提高的效率以及高功率密度。事實上，制作小型高效系統(tǒng)意味著節(jié)省空間和降低能耗，這是混合動力汽車 (HEV) 和純電動汽車 (EV) 的輔助 DC/DC 轉(zhuǎn)換器、高端開關(guān)等應用的關(guān)鍵因素模式電源 (SMPS) 安裝在大功率服務器和高端 UHD 平板電視中。

然而，高效率和高功率密度并不容易實現(xiàn)，因為一些設計選擇可以實現(xiàn)一個目標（即功率密度），但會降低另一個目標（即效率）。這就是為什么選擇合適的系統(tǒng)拓撲和半導體器件如此重要的原因。?

為了改善權(quán)衡，一種策略是使用軟開關(guān)轉(zhuǎn)換器，它保證開關(guān)損耗最小化、低 EMI 和高功率密度。在本文中，我們重點關(guān)注兩個不同的應用領(lǐng)域——HEV/EV 的輔助 DC/DC 轉(zhuǎn)換器和云和服務器的高端 SMPS——并以 ST 用于同步整流的低壓功率 MOSFET 為例。 ??

使用軟開關(guān)轉(zhuǎn)換器和同步整流來提高性能

在傳統(tǒng)的 SMPS 中，在開啟和關(guān)閉瞬態(tài)期間，半導體器件會維持具有高開關(guān)損耗的硬開關(guān)轉(zhuǎn)換，這在高功率和高電壓應用中尤為明顯。對于需要高功率密度、高可靠性和高效率的應用，諧振轉(zhuǎn)換器是一個有趣的選擇。通常，諧振轉(zhuǎn)換器是包括諧振電路（電感器和電容器的組合）的開關(guān)轉(zhuǎn)換器，該電路積極參與確定從輸入到輸出的功率流。它們以正弦方式處理電源，并且電源開關(guān)是軟換向的。根據(jù)電抗元件（電感器和電容器）的組合，諧振轉(zhuǎn)換器可分為三種主要類型：串聯(lián)、并行，或串并聯(lián)。 ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ?

圖 1：LLC 轉(zhuǎn)換器原理圖。

在所有諧振轉(zhuǎn)換器中，LLC 轉(zhuǎn)換器（圖 1）可能是電源環(huán)境中最常見的拓撲（中等功率范圍），具有一些明顯的優(yōu)勢（高效、零電壓開關(guān) [ZVS] 能力，即使在沒有負載，以及在所有負載和線路條件下的良好輸出電壓控制）。在 LLC 轉(zhuǎn)換器中，初級側(cè)晶體管用作半橋開關(guān)，而諧振電容器、諧振電感器和磁化電感形成 LLC 諧振回路。在次級側(cè)，同步器件對變壓器上的方波進行整流，以產(chǎn)生所需的輸出電壓。

與傳統(tǒng)的 PWM 轉(zhuǎn)換器相比，LLC 拓撲同時實現(xiàn)了高效率和寬輸入電壓范圍能力。在整個負載范圍內(nèi)都可以輕松實現(xiàn)初級側(cè)的 ZVS。對于更高的功率，具有 ZVS (PSFB-ZVS) 的相移全橋拓撲在電源設計中變得非常流行和常見 ([1]、[2]、[3])。該轉(zhuǎn)換器經(jīng)常用于降低高直流電壓，提供電氣隔離。它通常用于服務器和電信 SMPS、可再生能源系統(tǒng)和電池充電電路。

全橋配置的初級側(cè)的四個半導體器件（MOSFET 或 IGBT）形成一個 PSFB 轉(zhuǎn)換器，而次級側(cè)的二極管或功率 MOSFET 充當同步整流器（圖 2）。?

圖 2：PSFB-ZVS 全橋轉(zhuǎn)換器原理圖。

初級側(cè) MOSFET 布置在兩條腿中：右腿 (Q1-Q3) 和左腿 (Q2-Q4)。這兩條腿的換向時間很短，也稱為相移（圖 3，左側(cè)）。通過對兩條腿進行相移，可以獲得信號調(diào)制和對輸送到次級側(cè)的功率的控制。

圖 3：空載時的 Q1-Q2-Q3-Q4 柵極信號（左），ZVS 開啟波形（右）。

零電壓開關(guān)是通過初級開關(guān)的輸出電容的諧振放電獲得的；每個 MOSFET 的體漏二極管在 MOSFET 本身之前導通，確保器件以可忽略的漏源電壓降導通。通過這種方式，ZVS 操作有助于降低開關(guān)損耗和器件應力（在此拓撲中，沒有緩沖電路）。

在圖 3 （右側(cè)）中，描繪了 Q3 器件的開啟波形：這里，Q3 輸出電容由初級諧振電感放電，然后電流換流到 Q3 體二極管（V DS ≈ 0 V） ，最后，Q3 開啟，電流開始流入器件通道。因此，初級開關(guān)的開通損耗可以忽略不計，從而提高了轉(zhuǎn)換器的效率。

在這兩種拓撲中，當輸出電流和功率增加時，只有通過同步整流級的優(yōu)化設計和半導體器件的明智選擇，才能進一步提高效率。因此，利用低壓功率MOSFET實現(xiàn)的二次側(cè)同步整流是提高系統(tǒng)效率的最佳方式，既可以實現(xiàn)高頻，又可以減小體積。MOSFET 取代了用于低功率轉(zhuǎn)換器的功率二極管（或肖特基二極管）；作為 V DSon << V F。MOSFET 是高輸出電流的首選，因為它們的傳導損耗低。

低壓 MOSFET 技術(shù)發(fā)展迅速，以滿足日益具有挑戰(zhàn)性的應用要求（功率損耗、效率和開關(guān)速度）。如今，低壓和中壓器件主要采用溝槽柵布局實現(xiàn)，這保證了比舊的平面結(jié)構(gòu)更好的性能。在溝槽器件中，柵極結(jié)構(gòu)形成在外延層內(nèi)部；由于沒有 JFET 電阻，這種結(jié)構(gòu)顯示出較低的特定導通狀態(tài)漏源電阻 (R DSon,sp )。

事實上，如圖4所示，溝槽延伸超出了 P 基區(qū)的界限，連接了 N+ 和 N- 區(qū)。JFET 區(qū)域的缺失和單元間距的減小最大限度地減少了器件特定的 R DSon [4]。最先進的溝槽技術(shù)不僅在導通狀態(tài)（低 R DSon 和傳導損耗）期間而且在開關(guān)瞬態(tài)期間確保出色的性能，因為低 Q g 可最大限度地減少開關(guān)和柵極驅(qū)動損耗?，F(xiàn)代溝槽技術(shù)因此改進了品質(zhì)因數(shù) (FOM = R DSon * Q g )。

圖 4：平面和溝槽結(jié)構(gòu)的剖面。

在同步整流中，主要的功率 MOSFET 損耗如下 [5]：

1. 傳導損耗

2.體漏二極管恢復損耗

3. 輸出電容損耗

4.驅(qū)動損失

傳導損耗由以下公式給出：

其中 I RMS 是漏極電流的rms值。

顯然，傳導損耗在低壓和大電流平臺中變得非常重要，因此必須以最佳方式選擇同步整流器：硅和封裝特性都必須保證在高輸出電流下具有非常好的性能。 組裝在 SMD 功率封裝（即 H2PAK）或薄型（PowerFLAT 5×6）封裝中的極低 R DSon器件將最大限度地減少傳導損耗。

在死區(qū)時間內(nèi)，電流流過正向偏置的 MOSFET 體二極管。二極管傳導損耗由以下公式表示：

二極管損耗與輸出電流、開關(guān)頻率、正向壓降和死區(qū)時間成正比。最小死區(qū)時間有助于降低二極管傳導損耗。當體二極管導通時，少數(shù)電荷存儲在 pn 結(jié)的兩側(cè)。關(guān)斷時，必須先移除這些存儲的電荷，然后器件才能維持電壓，如下所示：

其中Q rr 是體二極管反向恢復電荷。

具有低 Q rr 和軟恢復的 MOSFET 優(yōu)化了二極管恢復損耗，并在電壓尖峰和 EMI 方面提高了器件性能。

在反向恢復過程中，隨著多余存儲電荷的移除，MOSFET 輸出電容必須充電至次級側(cè)變壓器電壓 (V S ) 以維持關(guān)態(tài)電壓。當反向電流達到峰值時，輸出電容完全充電到變壓器電壓。?

這種電容損耗在無負載或輕負載條件下尤為顯著。

柵極驅(qū)動損耗是與 MOSFET 導通和關(guān)斷相關(guān)的功率損耗。雖然在高電流水平下，傳導損耗在系統(tǒng)電源管理中占主導地位，但在輕負載條件下，驅(qū)動損耗可能變得更加重要。驅(qū)動損失量化為：

如該公式所示，f SW越高，驅(qū)動損耗越大。開關(guān)頻率和柵極驅(qū)動電壓是設計參數(shù)，而 Q G 是與器件選擇相關(guān)的唯一參數(shù)。具有低 Q G的功率 MOSFET 最適合最大限度地減少柵極驅(qū)動損耗，尤其是在高頻轉(zhuǎn)換器的輕負載條件下。

MOSFET 開關(guān)損耗（在開啟和關(guān)閉瞬態(tài)期間）在同步整流中可以忽略不計，因為器件換向發(fā)生在 ZVS 條件下。事實上，次級電流在通道導通之前流過體二極管 (V DS = –0.7 V)。這樣，MOSFET 以非常低的電壓換向，開關(guān)損耗可以忽略不計。

圖 5：屏蔽柵溝槽結(jié)構(gòu)截面。

R DSon、Q rr和 Q g的值 （僅在輕負載或 f SW 值非常高的情況下）是提高同步整流器整體性能并因此提高整個系統(tǒng)性能的關(guān)鍵參數(shù)?，F(xiàn)代 MOSFET 技術(shù)在導通狀態(tài)下表現(xiàn)出出色的性能，這不僅是因為它們具有較低的比 R DSon (R DSon *A)，而且還因為它們的動態(tài)行為顯著降低了 Q G和 Q rr。例如，意法半導體的屏蔽柵溝槽 MOSFET 技術(shù)具有上述特點，是大功率轉(zhuǎn)換器同步整流的最佳選擇（圖 5）。

混合動力汽車/電動汽車的輔助 DC/DC 轉(zhuǎn)換器

汽車制造商一直在開發(fā)替代燃料汽車，以應對公眾對污染、氣候變化和全球變暖的日益關(guān)注。內(nèi)燃機的排放限制越來越窄，因此混合動力汽車和電動汽車在汽車發(fā)動機場景中的市場份額越來越大。在 HEV 中，兩種不同類型的動力用于推進（通常是帶有電動機的汽油發(fā)動機），而 EV 使用一個或多個電動機進行推進。圖 6 表示全電動汽車的簡化方案。

圖 6：電動汽車架構(gòu)。

高壓總線將高壓電池組連接到用于汽車運動的牽引逆變器和其他逆變器，包括用于動力轉(zhuǎn)向和空調(diào)的逆變器。輔助 DC/DC 轉(zhuǎn)換器可以將高壓電池電平降壓到低壓電池值（通常為 12 V 或 24 V）。

現(xiàn)代汽車需要低壓電池，因為大量負載以 12V 電壓供電，例如頭燈和尾燈、音頻和多媒體系統(tǒng)、加熱風扇等。雙向轉(zhuǎn)換器可以在兩種模式下運行：降壓 - 從 HV 總線充電 12 V - 升壓（升壓） - 將 12 V 轉(zhuǎn)換為 HV 電池值。由于這兩個電池組之間的能量傳輸是一種智能便捷的解決方案，輔助 DC/DC 轉(zhuǎn)換器設計成為優(yōu)化能量傳輸和電池管理的關(guān)鍵步驟。

HEV 中輔助 DC/DC 轉(zhuǎn)換器的典型額定功率約為幾千瓦。由于低壓電池組的常見電池電量為 12 V，因此輸出電流范圍非常高（200–250 A）。因此，必須最大限度地提高轉(zhuǎn)換器效率，新項目的效率要高于 90%，以改善電池管理以及整個系統(tǒng)的性能。此外，更高的開關(guān)頻率減小了無源元件（變壓器和濾波器）的尺寸，從而提高了轉(zhuǎn)換器的尺寸和重量。

然而，由于開關(guān)損耗隨著開關(guān)頻率的增加而增加，因此拓撲選擇對于滿足這些目標至關(guān)重要。ZVS 和零電流開關(guān)等軟開關(guān)技術(shù)是實現(xiàn)高功率密度、高效率和低開關(guān)噪聲的最佳解決方案。對于我們的實驗測試，測試車輛是一個 ZVS 全橋移相轉(zhuǎn)換器（見圖2），具有以下特點：?

表 1：PSFB-ZVS 全橋轉(zhuǎn)換器特性。

在上述拓撲中，初級 FET 在零電壓條件下開關(guān)，這意味著每個 MOSFET 的體漏二極管先于 MOSFET 本身導通，從而確保器件以可忽略的漏源電壓降導通。因此，開通損耗為零，降低了器件的開關(guān)損耗。必須根據(jù)以下考慮為初級側(cè)器件選擇正確的硅技術(shù)：

a) 對于高壓器件，品質(zhì)因數(shù) (FOM = R DSon * Q G ) 應盡可能低。事實上，低 R DSon顯 著降低了在高負載電流時會變得更大的傳導損耗 (

b) 高閾值電壓 (V TH ) 有助于減少關(guān)斷時的開關(guān)轉(zhuǎn)換，最大限度地降低關(guān)斷損耗，同時在開啟時提高器件對開關(guān)噪聲的免疫力；

c) MOSFET 輸出電容 (C OSS ) 應盡可能低，以擴展 ZVS 范圍并減少死區(qū)時間。事實上，在空載或輕載條件下，如果感應能量不足以擺動橋和變壓器同一支路中兩個 FET 的輸出電容，則 ZVS 可能會丟失。低 C OSS 值會降低與 FET 和變壓器相關(guān)的電容能量，從而擴大 ZVS 范圍。此外，C OSS越低，死區(qū)時間越短，從而提高系統(tǒng)性能，尤其是在高頻下；

d) 體漏二極管必須具有快速恢復過程的魯棒性 [5]。

針對這些規(guī)范，一些公司開發(fā)了 ZVS 轉(zhuǎn)換器的專用技術(shù)。例如，意法半導體的 DM2 和 DM6 (MDmesh) 已經(jīng)通過汽車級認證。DM6 是 DM2 技術(shù)的進一步發(fā)展，由于較低的開關(guān)損耗和極低的反向恢復時間 (t rr ) 和充電 (Q rr ) （圖 7），實現(xiàn)了非常好的性能。

圖 7：DM2 與 DM6 開關(guān)損耗（左）和 DM6 二極管反向恢復過程（右）。

在同步整流中，最佳選擇是 100V 低 R DSon、低 Q rr 功率 MOSFET。在下表中，我們顯示了兩個 100-V 功率 MOSFET 的主要電氣參數(shù)（STripFET F7 技術(shù)與平面技術(shù)相比）。這兩個器件具有相同的裸片尺寸。

表 2：SR FET 電氣參數(shù)。

SR FET 的開關(guān)性能可以通過分析器件在滿負載 (75 A) 下的電壓尖峰和柵極電壓完整性方面的波形來評估。在我們的測試中，沒有檢測到危險的尖峰和柵極電壓雜散振鈴（圖 8所示是我們示例 100-V 器件的相關(guān)波形）。然后通過效率和功率損耗計算給出所選 SR FET 對系統(tǒng)電源管理的影響。?

圖 8：100-V STripFET F7 SR FET 波形 @ 75 A。

如圖9所示，該器件在輕載和滿載情況下都表現(xiàn)出更好的效率性能，這與較低的 R DSon 和 Q rr值有關(guān) ，因此導通和二極管損耗也較低。

圖 9：效率和功率損耗比較。

100V 功率 MOSFET 在整個電流范圍內(nèi)表現(xiàn)出出色的效率，因此由于其整體性能，它是次級側(cè)同步整流的理想選擇。

用于服務器和云計算的高端 SMPS

數(shù)字信息管理在我們的經(jīng)濟中繼續(xù)變得越來越重要：數(shù)據(jù)中心、存儲和網(wǎng)絡在多個經(jīng)濟部門中至關(guān)重要。然而，由于最新的數(shù)據(jù)中心需要不斷增長的功率以及溫度管理，“節(jié)能”是電源系統(tǒng)設計人員的口頭禪。事實上，更小、更高效的系統(tǒng)意味著更低的功耗和優(yōu)化的尺寸。

出于這些原因，高端電源設計人員選擇采用低壓 MOSFET 同步整流的諧振拓撲，以最大限度地提高系統(tǒng)效率和功率密度。從中到高輸出功率 (<1 kW)，LLC 轉(zhuǎn)換器是最常見的拓撲結(jié)構(gòu)，因為它具有許多優(yōu)點（高效率、低 EMI 和高功率密度）。此外，在大功率 LLC 轉(zhuǎn)換器中，數(shù)字控制可以替代傳統(tǒng)的 PWM 控制方案，從而實現(xiàn)額外的效率提升。由于高輸出電流，高功率轉(zhuǎn)換器是分析和驗證用作同步整流器的低 R DSon功率 MOSFET 的合適測試工具。特別是，表 3 顯示了兩個 100-V 器件的主要電氣參數(shù)；一種保證非常低的 R DSon和Q rr，這是同步整流中非常重要的兩個參數(shù)。這些器件在具有數(shù)字控制的 500W LLC DC/DC 轉(zhuǎn)換器中進行比較（V OUT = 12 V，I OUT = 42 A）。

表 3：100V SR FET 電氣參數(shù)。

必須以正確的方式選擇 MOSFET 擊穿電壓，以確保在負載電流為零時針對不希望的漏源電壓尖峰提供良好的安全裕度（圖 10）。

圖 10：500W LLC DC/DC 轉(zhuǎn)換器空載時的漏源電壓尖峰。

在滿載時，我們的示例器件（圖 11）顯示出更好的開關(guān)性能，對雜散開啟具有出色的抗擾度，并顯示出出色的 EMI 性能。

圖 11：500-W LLC DC/DC 轉(zhuǎn)換器中的 100-V STripFET F7 關(guān)斷波形。

最后，通過測量每個電流階躍的輸入和輸出功率（達到熱穩(wěn)態(tài)后）來獲得效率（圖 12）。我們的示例 100V 器件在開關(guān)和效率方面表現(xiàn)出更高的性能，是高端 SMPS 中次級側(cè)同步整流的最佳選擇。

圖 12：效率比較。

結(jié)論

高效率和功率密度是高性能電源轉(zhuǎn)換器的主要要求，例如用于 HEV/EV 的輔助 DC/DC 轉(zhuǎn)換器以及用于服務器和云應用的高端 SMPS。必須優(yōu)化系統(tǒng)設計和器件選擇以實現(xiàn)最佳效率目標。100-V STripFET F7 技術(shù)展現(xiàn)了出色的整體性能，代表了同步整流中低壓 MOSFET 的最佳解決方案。

　　審核編輯：湯梓紅