連接/參考器件

連接/參考器件

ADL5380

400 MHz至6，000 MHz正交解調(diào)器

ADA4940-2

超低功耗、低失真ADC驅(qū)動(dòng)器

AD7903

雙通道、差分、16位、1 MSPS PulSAR 12.0 MW ADC

ADR435

超低噪聲XFET 5.0 V基準(zhǔn)電壓源，具有吸電流和源電流能力

評(píng)估和設(shè)計(jì)支持

電路評(píng)估板

ADL5380評(píng)估板（ADL5380-EVALZ）

ADA4940-2評(píng)估板（ADA4940-2ACP-EBZ）

AD7903評(píng)估板（EVAL-AD7903SDZ）

系統(tǒng)演示平臺(tái)（EVAL-SDP-CB1Z）

電路功能與優(yōu)勢(shì)

圖1中的電路可精確地將400 MHz至6 GHz RF輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換為相應(yīng)的數(shù)字幅度和數(shù)字相位。 該信號(hào)鏈可實(shí)現(xiàn)0°到360°相位測量，900 MHz時(shí)精度為1°。 該電路采用一個(gè)高性能正交解調(diào)器、一個(gè)雙通道差分放大器以及一個(gè)雙通道、差分、16位、1 MSPS逐次逼近型模數(shù)轉(zhuǎn)換器（SAR ADC）。

圖1. 用于幅度和相位測量的簡化接收器子系統(tǒng)（未顯示所有連接和去耦）

電路描述

正交解調(diào)器

正交解調(diào)器提供一個(gè)同相（I）信號(hào)和一個(gè)正好反相90°的正交（Q）信號(hào)。 I和Q信號(hào)為矢量，因此，可以用三角恒等式計(jì)算接收信號(hào)的幅度和相移，如圖2所示。 本振（LO）輸入為原始發(fā)射信號(hào)，RF輸入為接收信號(hào)。解調(diào)器生成一個(gè)和差項(xiàng)。 RF和LO信號(hào)的頻率完全相同，ωLO = ωRF，因此，結(jié)果會(huì)過濾掉高頻和項(xiàng)，差項(xiàng)則駐留于直流。接收信號(hào)的相位（φRF）與發(fā)送信號(hào)的相位（φLO）有所不同，該相移可表示為φLO - φRF。

真實(shí)I/Q解調(diào)器具有許多缺陷，包括正交相位誤差、增益不平衡、LO-RF泄漏等，所有這些都會(huì)導(dǎo)致解調(diào)信號(hào)質(zhì)量下降。要選擇解調(diào)器，首先確定RF輸入頻率范圍、幅度精度和相位精度要求。

ADL5380解調(diào)器采用5 V單電源供電，可接受400 MHz至6 GHz范圍內(nèi)的RF或IF輸入頻率，從而成為接收器信號(hào)鏈的理想選擇。根據(jù)配置，可提供5.36 dB電壓轉(zhuǎn)換增益，ADL5380的差分I和Q輸出可以把2.5 V p-p差分信號(hào)驅(qū)動(dòng)至500 Ω負(fù)載。 在900 MHz時(shí)，其噪聲系數(shù)（NF）為10.9 dB，一階交調(diào)截點(diǎn)（IP1）為11.6 dBm，而三階交調(diào)截點(diǎn)（IP3）為29.7 dBm，動(dòng)態(tài)范圍出色；而0.07 dB的幅度平衡和0.2°的相位平衡則可實(shí)現(xiàn)杰出的解調(diào)精度。ADL5380采用高級(jí)SiGe雙極性工藝制造，提供4 mm × 4 mm、24引腳小型LFCSP封裝。

ADC驅(qū)動(dòng)器和高分辨率精密ADC

ADA4940-2全差分雙通道放大器具有出色的動(dòng)態(tài)性能和可調(diào)輸出共模電壓，是驅(qū)動(dòng)高分辨率雙通道SAR ADC的理想之選。ADA4940-2采用5 V單電源供電，以2.5 V共模電壓提供±5 V差分輸出。 根據(jù)配置可提供2倍增益（6 dB），并把ADC輸入驅(qū)動(dòng)至滿量程。RC濾波器（22 Ω/2.7 nF）可限制噪聲，減少來自ADC輸入端容性數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）的反沖。ADA4940-2采用專利的SiGe互補(bǔ)雙極性工藝制造，提供4 mm × 4 mm、24引腳小型LFCSP封裝。

AD7903雙通道、16位、1 MSPS SAR ADC具有出色的精度，F(xiàn)S增益誤差為±0.006%，失調(diào)誤差為±0.015 mV。AD7903采用2.5 V單電源供電，1 MSPS時(shí)功耗僅為12 mW。使用高分辨率ADC的主要目標(biāo)是實(shí)現(xiàn)±1°的相位精度，尤其是當(dāng)輸入信號(hào)的直流幅度較小時(shí)。 ADC所要求的5 V基準(zhǔn)電壓源由ADR435低噪聲基準(zhǔn)電壓源產(chǎn)生。

圖2. 利用正交解調(diào)器測量幅度和相位

圖注：

Let ωRF=ωLO difference term at dc：令ωRF=ωLO差項(xiàng)（直流）

Sum term gets filtered：和項(xiàng)被過濾掉

常見變化

使用ADL5387 30 MHz至2 GHz正交解調(diào)器可將電路的頻率范圍擴(kuò)展至較低頻率。

根據(jù)具體的應(yīng)用，可能需要在解調(diào)器和ADC之間使用放大器，也可能不需要。ADL5380能夠與AD7903直接接口，因?yàn)檫@兩個(gè)器件的共模電壓是兼容的。 如果使用共模電壓不在解調(diào)器范圍內(nèi)的另一個(gè)ADC，那么就需要用一個(gè)放大器，以最少的功率損失實(shí)現(xiàn)電平轉(zhuǎn)換。

AD798x和AD769x系列ADC可用作AD7903的替代器件。

電路評(píng)估與測試

如圖3所示，接收器子系統(tǒng)利用ADL5380-EVALZ、ADA4940-2ACP-EBZ、EVAL-AD7903SDZ和EVAL-SDP-CB1Z評(píng)估套件實(shí)現(xiàn)。 這些電路組件針對(duì)子系統(tǒng)中的互連優(yōu)化。 兩個(gè)高頻鎖相輸入源提供RF和LO輸入信號(hào)。

表1總結(jié)了接收器子系統(tǒng)中各個(gè)組件的輸入和輸出電壓電平。 在解調(diào)器的RF輸入端，11.6 dBm的信號(hào)產(chǎn)生的輸入在ADC滿量程范圍的-1 dB之內(nèi)。 表1假定ADL5380的負(fù)載為500 Ω，轉(zhuǎn)換增益為5.3573 dB，電源增益為- 4.643 dB；假定ADA4940-2增益為6 dB。 該接收器子系統(tǒng)的校準(zhǔn)程序和性能結(jié)果將在后續(xù)章節(jié)討論。

表1. 圖1中的輸入和輸出電壓電平

接收器子系統(tǒng)誤差校準(zhǔn)

接收器子系統(tǒng)有三個(gè)主要誤差源： 失調(diào)、增益和相位。

I和Q通道的各個(gè)差分直流幅度與RF和LO信號(hào)的相對(duì)相位存在正弦關(guān)系。 因此，I和Q通道的理想直流幅度可以通過以下方式計(jì)算得到：

電壓ICHANNEL = 最大I/Q輸出 × cos（θ） （3）

電壓QCHANNEL= 最大I/Q輸出 × sin（θ） （4）

隨著相位移過極化坐標(biāo)，理想狀況下，有些位置會(huì)產(chǎn)生相同的電壓。 例如，I（余弦）通道上的電壓應(yīng)與+90°或-90°相移相同。 然而，對(duì)于本應(yīng)產(chǎn)生相同直流幅度的輸入相位，恒定相移誤差（不受RF和LO的相對(duì)相位影響）會(huì)導(dǎo)致子系統(tǒng)通道產(chǎn)生不同結(jié)果。 這種情況如圖4和圖5所示，其中，當(dāng)輸入應(yīng)為0 V時(shí)，結(jié)果產(chǎn)生了兩個(gè)不同的輸出碼。這種情況下，-37°的相移遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于含有鎖相環(huán)的真實(shí)系統(tǒng)的預(yù)期值。 結(jié)果，+90°實(shí)際上表現(xiàn)為+53°，-90°表現(xiàn)為-127°。

圖3. 接收器子系統(tǒng)評(píng)估平臺(tái)

表2. 0 dBm RF輸入實(shí)測相移

通過10個(gè)步驟從-180°到+180°收集結(jié)果，其中，未校正數(shù)據(jù)產(chǎn)生圖4和圖5所示橢圓形。通過確定系統(tǒng)中的額外相移量，可以解決該誤差問題。 表2顯示，系統(tǒng)相移誤差在整個(gè)傳遞函數(shù)范圍內(nèi)都是恒定不變的。

系統(tǒng)相位誤差校準(zhǔn)

對(duì)于圖3所示系統(tǒng)，當(dāng)步長為10°時(shí)，平均實(shí)測相移誤差為-37.32°。在已知該額外相移時(shí)，可以算出經(jīng)調(diào)整的子系統(tǒng)直流電壓。 變量φPHASE_SHIFT定義為觀測到的額外系統(tǒng)相移的平均值。 相位補(bǔ)償信號(hào)鏈中產(chǎn)生的直流電壓可以計(jì)算如下：

電壓ICHANNEL = 最大I/Q輸出 × （cos（θTARGET）cos（φPHASE_SHIFT） - sin（θTARGET）sin（φPHASE_SHIFT）） （5）

電壓QCHANNEL = 最大I/Q輸出 × （sin（θTARGET）cos（φPHASE_SHIFT） + cos（θTARGET）sin（φPHASE_SHIFT）） （6）

對(duì)于給定的相位設(shè)置，等式5和等式6提供了目標(biāo)輸入電壓。 現(xiàn)在，子系統(tǒng)已線性化，可以校正失調(diào)誤差和增益誤差了。圖4和圖5中同時(shí)顯示了線性化的I和Q通道結(jié)果。對(duì)數(shù)據(jù)集進(jìn)行線性回歸計(jì)算，結(jié)果將產(chǎn)生圖中所示最優(yōu)擬合線。 該擬合線為各個(gè)轉(zhuǎn)換信號(hào)鏈的實(shí)測子系統(tǒng)傳遞函數(shù)。

圖4. 線性化的I通道結(jié)果

圖5. 線性化的Q通道結(jié)果

系統(tǒng)失調(diào)和增益誤差校準(zhǔn)

接收器子系統(tǒng)中各信號(hào)鏈的理想失調(diào)應(yīng)為0 LSB，但是，對(duì)于I通道和Q通道，實(shí)測失調(diào)分別為-12.546 LSB和+22.599 LSB。 最優(yōu)擬合線的斜率代表子系統(tǒng)的斜率。 理想子系統(tǒng)斜率可計(jì)算如下：

（7）

圖4和圖5中的結(jié)果表明，I通道和Q通道的實(shí)測斜率分別為6315.5和6273.1。 為了校正系統(tǒng)增益誤差，必須調(diào)整這些斜率。 校正增益誤差和失調(diào)誤差可以確保，利用等式1計(jì)算得到的信號(hào)幅度與理想信號(hào)幅度相匹配。 失調(diào)校正與實(shí)測失調(diào)誤差正好相反：

失調(diào)誤差校正 = –實(shí)測失調(diào)誤差

增益誤差校正系數(shù)為： （8）

增益誤差校正 = 理想斜率 / 實(shí)測斜率 （9）

接收轉(zhuǎn)換結(jié)果可通過以下方式校正：

校正過的輸出代碼 = （ 接收輸出代碼 × 理想斜率 ）/ 實(shí)測斜率 + 失調(diào)誤差校正 （10）

子系統(tǒng)的校準(zhǔn)直流輸入電壓按以下方式計(jì)算：

實(shí)測信號(hào)輸入電壓 = （2 × VREF × 校正過的輸出代碼）/（2N - 1） （11）

要計(jì)算各子系統(tǒng)信號(hào)鏈的感知模擬輸入電壓，則須在I通道和Q通道上使用等式11。 利用這些完全調(diào)整過的I通道和Q通道電壓來計(jì)算以各直流信號(hào)幅度定義的RF信號(hào)幅度。 要評(píng)估整個(gè)校準(zhǔn)程序的精度，可以把收集到的結(jié)果轉(zhuǎn)換成調(diào)解器輸出端產(chǎn)生的理想子系統(tǒng)電壓（假設(shè)不存在相移誤差）；這可以通過以下方式實(shí)現(xiàn)：用前面計(jì)算得到的平均直流幅度乘以每次試驗(yàn)的實(shí)測相位正弦分?jǐn)?shù)（除掉其中計(jì)算得到的相移誤差）。 計(jì)算如下：

完全校正I通道電壓 = 平均校準(zhǔn)后幅度 × （cos（θMEASURED）cos（φPHASE_SHIFT） + sin（θMEASURED）sin（φPHASE_SHIFT）） （12）

完全校正Q通道電壓 = 平均校準(zhǔn)后幅度 × （sin（θMEASURED）cos（φPHASE_SHIFT） - cos（θMEASURED）sin（φPHASE_SHIFT）） （13）

其中：

φPHASE_SHIFT是前面計(jì)算得到的相位誤差。

平均校準(zhǔn)后幅度是來自等式1的直流幅度結(jié)果，已經(jīng)過失調(diào)誤差和增益誤差補(bǔ)償。

表3所示為在0 dBm RF輸入幅度條件下，各目標(biāo)相位輸入的校準(zhǔn)程序的結(jié)果。 等式12和等式13計(jì)算得到的校正因子將集成到旨在以本電路筆記所示方式檢測相位和幅度的任何系統(tǒng)之中。

表3. 0 dBm RF輸入幅度條件下某些目標(biāo)相位輸入端實(shí)現(xiàn)的結(jié)果

圖6為實(shí)測絕對(duì)相位誤差直方圖，其中，對(duì)于從-180°到+180°的每10°步長，其精度均高于1°。

圖6. 0 dBm輸入電平（相位步長為10°）條件下的實(shí)測絕對(duì)相位誤差直方圖

為了在任何給定輸入電平條件下精確測量相位，RF相對(duì)于LO的感知相移誤差（φPHASE_SHIFT）應(yīng)恒定不變。 如果實(shí)測相移誤差開始以目標(biāo)相位步長（θTARGET）或幅度函數(shù)的形式發(fā)生變化，則這里所提校準(zhǔn)程序的精度將開始下降。 室溫下的評(píng)估結(jié)果顯示，900 MHz條件下，對(duì)于最大值為11.6 dBm、最小值約為-20 dBm的RF幅度而言，相移誤差保持相對(duì)恒定。

圖7所示為接收器子系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍以及相應(yīng)幅度導(dǎo)致的額外相位誤差。 當(dāng)輸入幅度降至-20 dBm以下時(shí)，相位誤差校準(zhǔn)精度將開始下滑。系統(tǒng)用戶需要確定可接受的信號(hào)鏈誤差水平，以確定可接受的最小信號(hào)幅度。

圖7. 接收器子系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍以及相應(yīng)的額外相位誤差

圖7所示結(jié)果用5 V ADC基準(zhǔn)電壓源收集。 該ADC基準(zhǔn)電壓源的幅度可以降低，從而為系統(tǒng)提供更小的量化水平；這樣，在小信號(hào)條件下，相位誤差精度會(huì)略有提升，但會(huì)增加系統(tǒng)飽和幾率。 為了提高系統(tǒng)動(dòng)態(tài)范圍，另一種選擇是采用一種過采樣方案，該方案可以提高ADC的無噪聲位分辨率。 求均值的采樣每增加一倍，結(jié)果可使系統(tǒng)分辨率增加1/2 LSB。 給定分辨率增量的過采樣比計(jì)算方法如下：

過采樣率 = 22N

其中，N為增加的位數(shù)。

當(dāng)噪聲幅度不再能隨機(jī)改變各采樣的ADC輸出代碼時(shí)，過采樣達(dá)到一個(gè)效益遞減點(diǎn)。 在該點(diǎn)時(shí)，系統(tǒng)的有效分辨率將不能再次提升。 過采樣導(dǎo)致的帶寬下降并非大問題，因?yàn)橄到y(tǒng)是以緩慢變化的幅度測量信號(hào)的。

AD7903評(píng)估軟件提供一個(gè)校準(zhǔn)程序，允許用戶針對(duì)三個(gè)誤差源，對(duì)ADC輸出結(jié)果進(jìn)行校正：相位、增益和失調(diào)。 用戶需要收集系統(tǒng)未經(jīng)校正的結(jié)果，確定本電路筆記計(jì)算的校準(zhǔn)系數(shù)。 圖8所示為圖形用戶界面的Amp/Phase Panel選項(xiàng)卡，其中，校準(zhǔn)系數(shù)已高亮顯示。 系數(shù)一旦確定，則可利用這個(gè)選項(xiàng)卡來計(jì)算解調(diào)器的相位和幅度。 極化坐標(biāo)為觀測到的RF輸入信號(hào)提供了一種直觀的呈現(xiàn)方式。 幅度和相位計(jì)算通過等式1和等式2計(jì)算。用采樣數(shù)（Num Samples）下拉框，通過調(diào)整每次捕獲的采樣數(shù)，可實(shí)現(xiàn)對(duì)過采樣比的控制。

圖8. 接收器子系統(tǒng)校準(zhǔn)圖形用戶界面

設(shè)備要求

以下列出了用來評(píng)估電路的設(shè)備。

● 帶USB端口的Windows XP、Windows Vista（32位）、Windows 7（32位）PC

● ADL5380-EVALZ、ADA4940-2ACP-EBZ、EVAL-AD7903SDZ和EVAL-SDP-CB1Z評(píng)估板。

● 兩個(gè)帶相位控制的RF信號(hào)發(fā)生器（比如R&S SMT06）

● 一個(gè)數(shù)字萬用表

● 采用5 V和9 V電源供電

● AD7903評(píng)估軟件，用來以數(shù)字方式處理得到的幅度和相位信息。

圖9所示為測試設(shè)置的功能框圖。

圖9. 測試設(shè)置功能框圖

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