LVDS低電壓差動信號技術(shù)是應(yīng)用于數(shù)據(jù)通訊、電信、ISP及儲存產(chǎn)品上多點(diǎn)通訊的革命性高效能基架。在許多案例中，它擴(kuò)充了四倍的頻寬，并且消耗低功率，簡化終端的復(fù)雜度。本文提供了總線LVDS基架設(shè)計(jì)上的秘訣及實(shí)務(wù)設(shè)計(jì)指南，并輔以設(shè)計(jì)計(jì)算、仿真及實(shí)際硬件量測來強(qiáng)化上述的概念。

總線 LVDS 簡介

總線低電壓差動訊號傳輸 (BLVDS) 芯片是美國國家半導(dǎo)體在低電壓差動訊號傳輸 (LVDS) 技術(shù)的基礎(chǔ)上進(jìn)一步開發(fā)出來的全新系列總線接口電路。這系列接口芯片最適用于多點(diǎn)傳輸電纜及基架應(yīng)用方案。BLVDS 技術(shù)與標(biāo)準(zhǔn)的 LVDS 技術(shù)不同，前者可提供更高的驅(qū)動電流，因此可支持多點(diǎn)傳輸應(yīng)用方案所必需的兩個(gè)終端裝置，而且其頻率爭奪保護(hù)功能及平衡輸出阻抗的效能也獲得加強(qiáng)。目前市場上已有收發(fā)器、轉(zhuǎn)發(fā)器、串聯(lián)器、解串器及時(shí)脈緩沖器等的供應(yīng)。

BLVDS 芯片的低電壓差動訊號只有約 300 mV 的電壓振幅，而且轉(zhuǎn)變時(shí)間較快，令驅(qū)動器可以支持低速的應(yīng)用方案 (低至只有幾兆赫或甚至直流電) 以至 400 Mbp-s 以上的高速應(yīng)用方案。此外，其低電壓振幅可將功率消耗及噪聲減至最低，而差動數(shù)據(jù)傳輸設(shè)計(jì)則可支持 +/- 1 伏 (V) 的共模電壓范圍，容許芯片插入正在帶電作業(yè)的總線。

一向以來，業(yè)界只致力提高標(biāo)準(zhǔn)邏輯單端驅(qū)動器 (244 類型) 的驅(qū)動電流，以解決總線驅(qū)動的問題。雖然這個(gè)方法可提供標(biāo)準(zhǔn)的邏輯振幅及更高的驅(qū)動電流，但只能將速度提高至 10 至 20 MHz 之間，而且無法超越這個(gè)速度上限。由于單單提高驅(qū)動電流并不足以將速度進(jìn)一步提高，因此便需要其它方面的改善加以配合。一直以來，每當(dāng)我們提高驅(qū)動電流，訊號振幅便會縮小，于是便有基架收發(fā)器邏輯 (BTL) 電路的出現(xiàn)，這種邏輯電路可以支持 80 mA 的接收點(diǎn) (sink) 及 1 伏的訊號振幅。這個(gè)設(shè)計(jì)可以輕易驅(qū)動負(fù)載較大的基架，令傳輸速度可高達(dá) 50 至 66 MHz。但 BTL 像一般的TTL 一樣，仍采用單端的設(shè)計(jì)，而且只有約 400 mV 的噪聲容限。低振幅的單端設(shè)計(jì)無法突破 100 MHz 的速度限制，因?yàn)樵肼暼菹抟烟幱诳梢越邮艿淖畹退健?/p>

由于 BLVDS 可將訊號振幅減至比 TTL 更低的水平，同時(shí)也可將驅(qū)動電流減低至 10 mA，因此可以無需大量電流。BLVDS 采用類似 LVDS 但可支持多點(diǎn)傳輸應(yīng)用方案的差動數(shù)據(jù)傳輸設(shè)計(jì)，因此其噪聲容限比其它低振幅單端技術(shù)高一倍，不但確保 300 mV 的訊號振幅能在數(shù)百 Mbps 的速率下進(jìn)行作業(yè)，而且又可提供雙倍的噪聲容限以及減低噪聲。由于 BLVDS 的接收器擁有共模排斥功能，因此也容許芯片插入正在帶電作業(yè)的總線。

圖 1：BLVDS 訊號
總線配置

BLVDS 芯片適用于點(diǎn)對點(diǎn)應(yīng)用方案、多站式 (multi-drop) 數(shù)據(jù)分布應(yīng)用方案或舊式的多點(diǎn)傳輸共享總線應(yīng)用方案，可支持?jǐn)?shù)據(jù)總線、訊號控制或時(shí)鐘分布。圖 2 顯示點(diǎn)對點(diǎn)、多站式以及多點(diǎn)傳輸總線的配置。多站式傳送是多點(diǎn)傳送的其中一個(gè)特別情況。多站式傳送應(yīng)用方案采用一個(gè)供電來源驅(qū)動多個(gè)接收器。若驅(qū)動器設(shè)于總線的起點(diǎn)，便只需在另一端裝設(shè)終端裝置。由于多點(diǎn)傳輸?shù)脑O(shè)計(jì)可以容許供電來源設(shè)于總線上的任何位置，因此總線的兩端均需要裝設(shè)終端裝置。每當(dāng)同一訊息需要傳送到多個(gè)地方，多站式及多點(diǎn)傳輸?shù)呐渲帽闩缮嫌脠?。若以互連密度作標(biāo)準(zhǔn)衡量，這種總線配置也可說極有效率。我們?nèi)粼O(shè)計(jì)通訊速度在 500 Mbps 以上的應(yīng)用方案，便應(yīng)考慮采用點(diǎn)對點(diǎn)鏈接，因?yàn)槠渲械木€路互連可確保訊號質(zhì)素。

圖 2：一般的總線配置：(A) 點(diǎn)對點(diǎn)，(B) 多站式，(C) 多點(diǎn)傳輸

差動基架設(shè)計(jì)的 13 項(xiàng)秘訣

以下介紹采用 LVDS 技術(shù)的差動基架，并分別就 13 個(gè)不同的基架設(shè)計(jì)問題討論各種有關(guān)的建議、別出心裁的解決辦法、設(shè)計(jì)原則或有關(guān)技術(shù)的最新發(fā)展趨勢，以確保這種 LVDS 差動基架可以發(fā)揮最高的效能。設(shè)計(jì)秘訣均以斜體排印。

秘訣 1：邊緣速率

我們曾利用多點(diǎn)傳輸基架模型進(jìn)行 TDR 仿真測試，并分析多點(diǎn)基架的邊緣速率。整個(gè)分析均采用 NESA 專有的 “被動式訊號完整性” (Passive Signal Integrity) 差動 TDR/TDT 模擬工具。

我們首先將差動式 TDR 激發(fā)訊號輸入設(shè)有 11 個(gè)插槽的基架仿真模型的第 8 插槽內(nèi)，然后分別以 0.3、0.5 及 1.0 毫微秒 (ns) 的 TDR 上升時(shí)間進(jìn)行模擬，以取得不同的 TDR 模擬結(jié)果。模擬時(shí)也分別采用 0.5 吋、1.0 吋及 1.5 吋等不同的線頭長度，以便可以提供多個(gè)不同的重要參數(shù)以供參考。以下圖 3 顯示有關(guān)負(fù)載及邊緣速率的表現(xiàn)。留意圖中的曲線在接近 28 ? 的水平穩(wěn)定下來，其效果相等于將兩個(gè) 56 ? 終端電阻以平行方式連接一起。邊緣速率越快，曲線的振幅便越大。雖然高速傳輸需要較快邊緣速率的支持，但這樣會令線路出現(xiàn)嚴(yán)重的傳輸問題，不過有關(guān)問題可以稍后解決。

圖 3：分別以 0.3、0.5 和 1 ns TDR 上升時(shí)間配對 0.5 吋線頭進(jìn)行的差動 TDR 模擬

TDR 模擬的結(jié)果顯示多點(diǎn)傳輸基架的不連續(xù)性結(jié)構(gòu)。差動阻抗的起點(diǎn)是 100 ?。這是啟動點(diǎn)上的 0.5 吋線頭的差動阻抗。第一個(gè)低點(diǎn)的出現(xiàn)是由電路分裂及連接器負(fù)載所造成。反彈高點(diǎn)出現(xiàn)在基架的第一條蝕刻線路，長度約相等于插槽間距。由于線頭及連接器以這一點(diǎn)為連接基架蝕刻線路的接點(diǎn)，因此最接近的一對插槽便造成第二個(gè)低點(diǎn)。由于反射性不連續(xù)性、銅導(dǎo)線及電介質(zhì)損耗等問題，TDR 激發(fā)訊號沿著基架向前傳送時(shí)速度會減慢。測試顯示出來的阻抗計(jì)有基架蝕刻線路、連接器、線頭及芯片等的凈負(fù)載阻抗。最后的平均數(shù)值約為 28 ?，這是將以上有負(fù)載基架的一半數(shù)值以平行方式加在一起而得出來的。

計(jì)算傳輸線路數(shù)字時(shí)，轉(zhuǎn)變時(shí)間 (上升或下降) 是最重要參數(shù)，這點(diǎn)我們必須明白。300 ps 以上的邊緣速率已不適用于多站式或多點(diǎn)傳輸應(yīng)用方案。

秘訣 2：線頭長度

我們也曾利用 NESA 的 TDR 及 TDT “被動式訊號完整性” 仿真方法分析線頭長度的影響。圖 4 及 5 顯示分別采用 0.5 吋、1 吋及 1.5 吋等線頭進(jìn)行的差動 TDR 及 TDT 模擬測試。TDR 激發(fā)訊號的上升時(shí)間是固定的，而且只有 0.3 ns。

一如以上所述，TDR 的模擬結(jié)果顯示阻抗的變化，而 TDT 的模擬結(jié)果則顯示過大的波動。線頭越長，阻抗不連續(xù)性便越大。阻抗不連續(xù)性越大，振幅也越大。

圖 4：分別采用 0.5 吋、1 吋及 1.5 吋等線頭長度配對 300 ps 上升時(shí)間而進(jìn)行的差動 TDR 模擬測試

TDR/TDT 模擬測試均顯示子卡的線頭長度應(yīng)越短越好，建議長度不應(yīng)超過 1.5 吋。線頭越短，效能便越高，這個(gè)定律適用于所有基架。

縮短線頭長度，以便減少傳輸線路問題的出現(xiàn)。

秘訣 3：接口組件的擺放位置

根據(jù)上述的 TDR 仿真測試及 TDR/TDT 仿真測試所顯示，線頭太長會產(chǎn)生線路傳輸?shù)膯栴}，為了減少傳輸問題的出現(xiàn)，接口芯片的位置擺放應(yīng)該是首要考慮的問題，以確保線頭能縮至最短。這個(gè)建議實(shí)行起來非常簡單，若切實(shí)執(zhí)行，將有助減少許多傳輸線路問題的出現(xiàn)。

將收發(fā)器 (多點(diǎn)傳輸) 及接收器 (多站式傳輸) 盡量放置在靠近連接器的位置，并使用印刷電路板的底面兩面，以便將線頭縮至最短。

秘訣 4：差動阻抗

我們采用 NESA 的 Method-of-Moments 二維現(xiàn)場解方程式例程 (field solver) 以確定差動阻抗的三維參數(shù)。理想的結(jié)構(gòu)正是寬邊耦合 (broadside-coupled) 差動傳輸導(dǎo)線所采用的結(jié)構(gòu)，請參看圖 6。

BLVDS 的規(guī)定是針對每一對 100? 差動阻抗而設(shè)計(jì)。若采用以下所建議的體積參數(shù)，便可實(shí)現(xiàn)這個(gè)阻抗。按照 Method-of-Moments 的方法計(jì)算，若采用寬 7 mils、厚 1 oz、而電介質(zhì)厚度 H1、H2 及 H3 分別為 12 mils 并采用 FR4 物料的銅線電路，差動阻抗便可達(dá)到 100?。只要將每一對電路的分隔空間保持在 20 mils 以上，便可在每一對電路之間提供極低的差動及共模耦合。這種電路結(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)是確保電路可以在連接器的范圍內(nèi)保持緊密耦合。

采用緊密耦合的電路可確保外來的噪聲以共模形式出現(xiàn)，以便接收器可以將之排斥。此外，緊密耦合電路也可減低幅射數(shù)量。

基架的實(shí)際阻抗隨著基架的負(fù)載大小而改變。為了確定實(shí)際的阻抗，我們采用 NESA 專有的 “被動式訊號原整性” 差動 TDR 模擬測試分析設(shè)有 20 條插槽的基架。我們首先將差動 TDR 激發(fā)訊號輸入基架的一端，其 TDR 上升時(shí)間設(shè)定為 300ps，而 TDR 差動內(nèi)在阻抗則設(shè)定為 100?。

我們根據(jù)以下四個(gè)不同負(fù)載情況，進(jìn)行了不同的 TDR 模擬分析，以確定基架的實(shí)際阻抗：
1) 100? 原始差動阻抗的印刷電路板基架蝕刻電路；
2) 基架的一面裝滿了 2mm 連接器；
3) 所有 20 個(gè)插槽均插滿了邏輯電路卡，線頭均為 1 吋 (并無芯片)；
4) 每一張插卡的每一線頭末端均加設(shè)了 DS92LV090A 收發(fā)器。

?7 顯示負(fù)載一如所料可減少基架阻抗。若基架已加載半數(shù) 2mm 的連接器 (只限于接腳)，其基架實(shí)際阻抗會減少至約 78?。線頭為 1 吋的滿載基架只有約 55? 的實(shí)際阻抗。加載了裝置 (DS92LV090A) 之后，基架阻抗減至約 53?。

阻抗軌跡上所見的波動是由于連接器及線頭負(fù)載出現(xiàn)阻抗不連續(xù)性的反射(discontinuity reflection)。接近 TDR 驅(qū)動點(diǎn)的上升時(shí)間較為明顯，足以使我們清楚區(qū)分蝕刻電路 (阻抗較高) 與連接器線頭 (阻抗較低)。當(dāng) TDR 階梯函數(shù)曲線往基架下方移動，上升時(shí)間漸漸失去其清晰度，令我們較難區(qū)分波形的已加載及未加載部分，而有關(guān)數(shù)字更融入所量度的平均阻抗之中。

由于互相緊貼的插卡產(chǎn)生分布式電容負(fù)載，因此基架的實(shí)際阻抗 (負(fù)載阻抗) 會較低。此外，數(shù)據(jù)傳輸速度 (基架下方的每一單位延誤) 也會受基架的負(fù)載影響。包括連接器、線頭及設(shè)備電容器等負(fù)載在內(nèi)的滿載基架比未滿載基架慢約 50%。

秘訣六：總線終端裝置

對于 BLVDS 來說，一般的多點(diǎn)傳輸 (multi-point) 應(yīng)用方案只需要在總線兩端的線路之間加設(shè)一個(gè)電阻。但多站式 (multi-drop) 的應(yīng)用方案便需要一至兩個(gè)電阻，視乎驅(qū)動器的位置而定。電阻值應(yīng)相等于線路的實(shí)際負(fù)載差動阻抗。我們寧可高估電阻值，即使出現(xiàn)輕微的正反射也無需擔(dān)心，總比電阻值太低，令接收的訊號電壓減弱為好。電阻值的大小隨著不同的應(yīng)用方案而不同，視乎線路阻抗 (無負(fù)載)、插卡之間的距離、以及加設(shè)插卡所產(chǎn)生的電容負(fù)載而定。在一般的應(yīng)用情況下，這個(gè)電阻值會介于 50 至 100? 之間。若加了兩個(gè)電阻作為終端裝置，驅(qū)動器會把這兩個(gè)電阻視為平行連接，令負(fù)載介于 25 至 50? 之間。正因如此，美國國家半導(dǎo)體的 BLVDS 芯片所提供的驅(qū)動電流是標(biāo)準(zhǔn) LVDS 驅(qū)動器的三倍。以 10mA 的驅(qū)動電流計(jì)，采用 BLVDS 芯片便可驅(qū)動 50? 以下的阻抗，而且可以達(dá)到采用 LVDS 芯片搭配 3mA 驅(qū)動器驅(qū)動 100? 負(fù)載時(shí)所能達(dá)到的水平?；苌系呢?fù)載若互相過于緊貼，在一般情況下均會將基架阻抗減至 50? 以下。

圖 8：負(fù)載不足、相同負(fù)載及超額負(fù)載等三種終端裝置的波形
圖 8 分別顯示三個(gè)終端接收器輸入的差動波形。有負(fù)載基架的實(shí)際阻抗是 56?，所顯示的波形分別來自相同負(fù)載的終端裝置 (56?)、雙倍負(fù)載的終端裝置 (112?) 以及半載的終端裝置 (28?)。以噪聲容限作為標(biāo)準(zhǔn)衡量，相同負(fù)載及超額負(fù)載的終端裝置具有最大的噪聲容限。上述模擬采用滿載的 18 插槽多點(diǎn)傳輸基架進(jìn)行。驅(qū)動器裝設(shè)于第 18 插槽。圖中顯示的是第 1 插槽接收器輸入的波形。