同步降壓穩(wěn)壓器是一種常用的電源 ，隨著各類應(yīng)用要求的不斷提高，行業(yè)越來越趨向于追求高能效、高可靠性、高功率密度的設(shè)計(jì)方案。比如 應(yīng)用于無線局域網(wǎng)的負(fù)載點(diǎn)（PoL）電源，輸入電壓越來越寬，工作頻率、功率密度也越來越高，隨著技術(shù)的發(fā)展，甚至可將整個(gè)電源系統(tǒng)集成在單個(gè)封裝中。同步降壓穩(wěn)壓器其電路結(jié)構(gòu)本身非常簡(jiǎn)單， 但工程師要完成高效可靠的同步降壓穩(wěn)壓器的設(shè)計(jì)，還是有著不少的技術(shù)挑戰(zhàn)，必須對(duì)穩(wěn)壓器電路的各種工作狀態(tài)有著非常深入、透徹的了解，同時(shí)還需完成大量的計(jì)算工作。本文將介紹快速設(shè)計(jì)出高效可靠的同步降壓穩(wěn)壓器的技術(shù)， 以及安森美半導(dǎo)體的 Power Supply WebDesigner在線設(shè)計(jì)工具，幇助工程師解決所面臨的技術(shù)挑戰(zhàn)。

動(dòng)態(tài)性能的設(shè)計(jì)

設(shè)計(jì)一個(gè)可靠的同步降壓穩(wěn)壓器，首先必須滿足其動(dòng)態(tài)性能指標(biāo)如負(fù)載響應(yīng)能力。而輸出電感、電容的選擇會(huì)直接影響到穩(wěn)壓器的動(dòng)態(tài)性能，所以同步降壓穩(wěn)壓器的功率電路設(shè)計(jì)通常是從選擇輸出電感和電容開始。

1、選擇電感

從電路設(shè)計(jì)的角度，為實(shí)現(xiàn)快速瞬態(tài)響應(yīng)， 必須選擇盡可能小的輸出濾波電感和最小的輸出電容。然而小的電感值會(huì)增加電感電流紋波，導(dǎo)致電感中有效電流值增加而使得導(dǎo)通損耗增大，同時(shí)所導(dǎo)致的峰值電流的增加，也會(huì)大大增加控制管的開關(guān)損耗。

使用大電感，可減小電感中的電流紋波，從而降低穩(wěn)態(tài)輸出電壓紋波，所導(dǎo)致的低峰值電流也有助于降低MOSFET的開關(guān)損耗，但電感太大不僅會(huì)導(dǎo)致相對(duì)較大的直流阻抗，產(chǎn)生較高的電感損耗，還會(huì)降低穩(wěn)壓器的負(fù)載響應(yīng)能力，從而降低穩(wěn)壓器的動(dòng)態(tài)性能。

為選擇適當(dāng)?shù)碾姼?，通?？杉俣娏骷y波ΔILO為電感平均電流的30%，然后根據(jù)下面的公式直接計(jì)算出合適的電感值。

2、選擇電容

最小輸出電容的選擇必須考慮到兩個(gè)因素：一是穩(wěn)態(tài)下輸出電壓紋波的要求，二是當(dāng)負(fù)載從滿載到空載突變時(shí)所允許的最大輸出過沖電壓。

但輸出電容也不是越大越好，太大的輸出電容及電容本身的寄生串聯(lián)電阻會(huì)影響到穩(wěn)壓器的輸出電路的性能以及當(dāng)負(fù)載突變時(shí)穩(wěn)壓器的瞬態(tài)響應(yīng)能力。

通常，輸出電容應(yīng)首選： 一，有較小等效串聯(lián)電阻（ESR）的電容， 以便降低交流損耗和輸出紋波； 二， 有較小等效串聯(lián)電感（ESL）的電容， 以便在負(fù)載突變時(shí)抑制輸出偏差。

能效設(shè)計(jì)

作為控制管和同步整流開關(guān)， 功率MOSFET廣泛用于降壓穩(wěn)壓器中。它們消耗大部分的損耗功率，通常決定了穩(wěn)壓器的整體能效。

1、選擇最佳的MOSFET

針對(duì)不同的設(shè)計(jì)要求，比如是想要成本最低，還是想要損耗最低，又或是想要封裝盡可能小等等，需要選擇不同的MOSFET。

考慮到額定電流通常與MOSFET成本成正比，有的工程師會(huì)根據(jù)額定電流的大小來選擇MOSFET，希望以此來控制產(chǎn)品成本；為最大限度地降低導(dǎo)通損耗，有的工程師則會(huì)選擇具有最低RDS（ON）的MOSFET；還有的根據(jù)質(zhì)量因數(shù)（FOM）= RDS（ON）xQg（TOT）來進(jìn)行選擇，希望能平衡導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗……這些依賴于參數(shù)的選擇方法其實(shí)都有不足。使用額定電流及電壓的方法沒有考慮具體的開關(guān)損耗；而最低RDS（ON）法，成本可能會(huì)佷高，且MOSFET寄生電容可能導(dǎo)致更低的能效； FOM法則不能預(yù)測(cè)能效或成本。

因此，無論是為了降低成本，提高能效，還是為了設(shè)計(jì)更緊湊的產(chǎn)品，必須完整計(jì)算出電路損耗及工作溫度，才能確保設(shè)計(jì)出的產(chǎn)品能工作在可靠的工作溫度范圍，達(dá)到最佳的能效。

2、計(jì)算MOSFET的損耗

在計(jì)算損耗前，需要先了解MOSFET在同步降壓穩(wěn)壓器中的工作機(jī)制。圖1所示為簡(jiǎn)化的穩(wěn)壓器的功率電路原理圖，其中Q1為控制管，Q2 為同步管。

圖1：簡(jiǎn)化的穩(wěn)壓器的功率電路原理圖

同步降壓穩(wěn)壓器主要有3種工作狀態(tài)，其開關(guān)順序是A-B-C-B-A，如圖2所示。

圖2：同步降壓穩(wěn)壓器的開關(guān)順序

狀態(tài)A：控制管導(dǎo)通，輸入電流經(jīng)過控制管、電感傳送到輸出端。

狀態(tài)B：控制管和同步管同時(shí)關(guān)斷，電感儲(chǔ)能通過同步管的寄生二極管放電，傳送到輸出端。

狀態(tài)C：同步管導(dǎo)通，電感儲(chǔ)能通過同步管放電，傳送到輸出端。

MOSFET的功耗包括控制管和同步管的導(dǎo)通損耗（PCOND）、控制管的開關(guān)損耗PSW、同步管的開關(guān)損耗、控制管和同步管的柵極驅(qū)動(dòng)損耗PRgate。在140 kHz頻率下導(dǎo)通損耗幾乎占總功耗的70%。隨著頻率升高，總功耗中逐漸以開關(guān)損耗（PSW）為主。

1）. 控制管Q1的損耗計(jì)算

Q1工作在硬開關(guān)條件下，在小占空比或高頻（> MHz）時(shí)以開關(guān)損耗為主，開關(guān)性能受同步管Q2影響：快速di/dt可導(dǎo)致反向恢復(fù)損耗增加，快速dv/dt有可能引起Q2誤導(dǎo)通， 造成Q1、Q2直通現(xiàn)象，導(dǎo)致額外的損耗。另外，值得注意的是，由Q2體二極管導(dǎo)致的反向恢復(fù)損耗、 Q2輸出電容導(dǎo)致的輸出電容損耗主要耗散于控制管Q1上 ［Ref. 1，2］。因此，在計(jì)算Q1的開關(guān)損耗和溫度時(shí)必須綜合考慮到Q2的影響。另外，Q1的導(dǎo)通阻抗隨結(jié)溫上升而上升。結(jié)溫越高，導(dǎo)通阻抗越高，導(dǎo)通損耗就越高， 使得結(jié)溫進(jìn)一步上升。因此，對(duì)Q1的導(dǎo)通損耗必須循環(huán)反復(fù)計(jì)算，直到管子的溫度計(jì)算結(jié)果穩(wěn)定下來。

對(duì)于高頻應(yīng)用（>MHz），控制管Q1的選用應(yīng)針對(duì)降低開關(guān)損耗進(jìn)行優(yōu)化。Q1損耗的計(jì)算公式如下：

Q1的導(dǎo)通損耗PCOND隨輸入電壓（VIN）增加而降低，開關(guān)損耗PSW隨VIN增加而增加，柵極驅(qū)動(dòng)損耗PRgate與VIN無關(guān)。當(dāng)VIN為最大或最小時(shí)，Q1的總損耗最大。

2）. 同步管Q2的損耗計(jì)算

Q2工作在零電壓開關(guān)（ZVS）條件下，當(dāng)Fsw<1.5 MHz時(shí)通常以導(dǎo)通損耗為主。在選擇Q2時(shí)，建議選用：

? 具有低FOM（低Rds_on x Qgs）的MOSFET，以降低Q2的總損耗

? 低Qgd/Qgs 比率（<1）以防止快速dv/dt引起 Q1、Q2的直通現(xiàn)象

? 對(duì)于高頻應(yīng)用，選用集成肖特基體二極管的MOSFET，以降低反向恢復(fù)損耗以及二極管導(dǎo)通損耗

Q2的損耗計(jì)算公式如下：

Q2的導(dǎo)通損耗PCOND隨VIN升高而增加，開關(guān)損耗PSW只是隨著VIN升高而略微增加。而Q2的寄生二極管導(dǎo)通損耗PDcond和柵極驅(qū)動(dòng)損耗PRgate都與VIN無關(guān)。因此，當(dāng)VIN為最大時(shí)，Q2損耗最大。

綜上所述，當(dāng)VIN為最大或最小時(shí)，Q1 + Q2總的損耗最大。進(jìn)行計(jì)算時(shí)，必須同時(shí)考慮Q1和Q2的相互影響。

設(shè)計(jì)示例

以下通過一個(gè)設(shè)計(jì)示例， 演示如何完成控制管Q1和同步管Q2的 優(yōu)化選擇。如果要設(shè)計(jì)一個(gè)輸出為5 V、10 A的同步降壓穩(wěn)壓器，其輸入電壓VIN=8---16V，工作頻率FSW= 350kHz?？紤]到20%的安全裕量及開關(guān)節(jié)點(diǎn)的電壓振蕩，可初步選擇額定電壓30 V以上、額定電流IDCONT 額定值≥ 10.3 A的MOSFET。然后，根據(jù)具體的應(yīng)用要求，確定MOSFET的封裝要求。為簡(jiǎn)化演示，我們選擇采用5x6 mm PQFN （Power 56） 封裝的器件。綜合以上選擇條件，安森美半導(dǎo)體的產(chǎn)品陣容中有超過150個(gè)器件供選擇，我們需再進(jìn)一步從中挑選出合適的Q1和Q2。同樣為簡(jiǎn)化演示，我們將列出用于Q1和Q2的各12個(gè)器件。

對(duì)于Q2，VIN= VINMAX時(shí)損耗最大。圖3所示的12個(gè)器件中，F(xiàn)DMS7656AS有最低的最大損耗。但由于Q2 寄生參數(shù)會(huì)影響Q1的 開關(guān)損耗， 最小Q2 損耗通常并不意味著最佳的總能效。必須比較Q1及Q2的總功耗來找到最佳的Q2以實(shí)現(xiàn)最高能效。

圖3：Q2的損耗對(duì)比

對(duì)于Q1，VIN= VINMAX或VINMIN時(shí)損耗最大。圖4所示的12個(gè)器件中，F(xiàn)DMS8027S和FDMS8023S分別在VIN= VINMAX和VINMIN時(shí)有最低的最大損耗的Q1。

圖4：Q1的損耗對(duì)比

為優(yōu)化轉(zhuǎn)換器能效，首先根據(jù)VIN選擇損耗最小的Q1，然后選擇產(chǎn)生損耗最小的Q2。本例中， 無論VIN最小或最大，最佳的Q2是相同的，都為FDMS7658AS（但并不總是如此，特別是具有寬VIN范圍或高FSW時(shí)）。

圖5：優(yōu)化組合Q1和Q2

由于當(dāng)VIN=VINMAX或VINMIN，Q1 + Q2總的損耗最大，我們需對(duì)總的損耗進(jìn)行對(duì)比，選擇最大損耗最低的最佳組合。如圖6所示，選用FDMS8027S為Q1，F(xiàn)DMS7658AS為Q2時(shí)，Q1+Q2的最大損耗最低。

圖6：Q1和Q2總的損耗對(duì)比

快速設(shè)計(jì)高效可靠的同步降壓穩(wěn)壓器的工具：Power Supply WebDesigner

上述設(shè)計(jì)示例表明，在設(shè)計(jì)同步降壓穩(wěn)壓器時(shí)，為選擇最佳的Q1和Q2需進(jìn)行大量繁瑣復(fù)雜的計(jì)算。為幫助工程師快速完成高效可靠的設(shè)計(jì)，安森美半導(dǎo)體提供了強(qiáng)大的在線設(shè)計(jì)平臺(tái)Power Supply WebDesigner ，加速FET優(yōu)化。

圖7：Power Supply WebDesigner 在線設(shè)計(jì)平臺(tái)

通過Power Supply WebDesigner里的SynchronousBuck功率回路損耗分析工具Power Train Loss，工程師可輕松對(duì)比合格MOSFET器件的數(shù)據(jù)及性能，自動(dòng)排除超過TJ 限制的器件，選擇設(shè)計(jì)裕量和工作溫度范圍，選擇單個(gè)或雙重封裝的MOSFET，根據(jù)額定電壓、電流或封裝篩選器件，添加并聯(lián)器件和柵極阻尼電阻， 立即計(jì)算出不同的Q1 + Q2 組合的損耗，。在完成選定Q1和Q2后，工程師可獲得輸入電壓笵圍和負(fù)載笵圍內(nèi)功率回路的各類損耗和能效曲線，并根據(jù)各類曲線和功率回路能效匯總表針對(duì)不同的設(shè)計(jì)進(jìn)行完整的分析、比較 （圖8］。最后，Power Supply WebDesigner可提供PNG格式的電路原理圖、Excel格式的器件清單、完整的PDF設(shè)計(jì)報(bào)告，工程師可在線保存，便于以后參考或修改。

圖8：SynchronousBuck功率回路損耗分析工具應(yīng)用

總結(jié)

為滿足行業(yè)高能效、高可靠性和高功率密度的設(shè)計(jì)趨勢(shì)，在進(jìn)行同步降壓穩(wěn)壓器的設(shè)計(jì)時(shí)，需從動(dòng)態(tài)性能、能效設(shè)計(jì)等方面綜合考慮。通過仔細(xì)調(diào)整元器件值，能夠相對(duì)容易地實(shí)現(xiàn)優(yōu)化的動(dòng)態(tài)性能，但處理和優(yōu)化MOSFET功耗的技術(shù)通常較為繁瑣復(fù)雜。安森美半導(dǎo)體的Power Supply WebDesigner可幫助簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)流程，加速M(fèi)OSFET優(yōu)化選擇。

［1］： Understanding Diode Reverse Recovery and its Effect on Switching Losses. Fairchild Power Seminar 2007. Fairchild now is part of On Semiconductor

［2］： AN6005 Synchronous buck MOSFET loss calculations with Excel model 。 Fairchild App Note. Fairchild now is part of On Semiconductor