在高頻領(lǐng)域，信號或電磁波必須沿著具有均勻特征阻抗的傳輸路徑傳播。當遇到了阻抗失配或不連續(xù)現(xiàn)象時，一部分信號將被反射回發(fā)送端，剩余部分電磁波將繼續(xù)傳輸?shù)浇邮斩?。信號反射和衰減的程度取決于阻抗不連續(xù)的程度。當失配阻抗幅度增加時，更大部分的信號會被反射，接收端觀察到的信號衰減或劣化也就更多。

阻抗失配現(xiàn)象在交流耦合（又稱隔直）電容的SMT焊盤、板到板連接器以及電纜到板連接器（如SMA）處經(jīng)常會遇到。

在如圖1所示的交流耦合電容SMT焊盤的案例中，沿著具有100Ω差分阻抗和5mil銅箔寬度的PCB走線傳播的信號，在到達具有更寬銅箔（如0603封裝的30mil寬）的SMT焊盤時將遇到阻抗不連續(xù)性。這種現(xiàn)象可以用式（1）和式（2）解釋。銅箔的橫截面積或?qū)挾鹊脑黾訉⒃龃髼l狀電容，進而給傳輸通道的特征阻抗帶來電容不連續(xù)性，即負的浪涌。

圖1 沒有裁剪過參考平面的PCB側(cè)視圖

圖2 裁剪過參考平面的PCB側(cè)視圖

為了盡量減小電容的不連續(xù)性，需要裁剪掉位于SMT焊盤正下方的參考平面區(qū)域，并在內(nèi)層創(chuàng)建銅填充，分別如圖2和圖3所示。這樣可以增加SMT焊盤與其參考平面或返回路徑之間的距離，從而減小電容的不連續(xù)性。同時應(yīng)插入微型縫合過孔，用于在原始參考平面和內(nèi)層新參考銅箔之間提供電氣和物理連接，以建立正確的信號返回路徑，避免EMI輻射問題。

圖3 裁剪過參考平面的PCB頂視圖

但是，距離“d”不應(yīng)增加得太大，否則將使條狀電感超過條狀電容并引起電感不連續(xù)性。式中：

C =條狀電容（單位：pF）；

L =條狀電感（單位：nH）；

Zo =特征阻抗（單位：Ω）；

ε=介電常數(shù)；

w =SMT焊盤寬度；

l =SMT焊盤長度；

d =SMT焊盤和下方參考平面之間的距離；

t =SMT焊盤的厚度。

相同概念也可以應(yīng)用于板到板（B2B）和電纜到板（C2B）連接器的SMT焊盤。

下面將通過TDR和插損分析完成上述概念的驗證。分析是通過在EMPro軟件中建立SMT焊盤3D模型，然后導(dǎo)入Keysight ADS中進行TDR和插損仿真完成的。

分析交流耦合電容的SMT焊盤效應(yīng)

在EMPro中建立一個具有中等損耗基板的SMT的3D模型，其中一對微帶差分走線長2英寸、寬5mil，采用單端模式，與其參考平面距離3.5mil，這對走線從30mil寬SMT焊盤的一端進入，并從另一端引出。

圖4 交流耦合電容的SMT焊盤效應(yīng)：仿真得到的TRD圖

圖5 交流耦合電容的SMT焊盤效應(yīng)：仿真得到的插損圖

圖4和圖5分別顯示了仿真得到的TDR和插損圖。參考平面沒有裁剪的SMT設(shè)計造成的阻抗失配是12Ω，插損在20GHz時為-6.5dB.一旦對SMT焊盤下方的參考平面區(qū)域進行了裁剪（其中“d”設(shè)為10mil），失配阻抗就可以減小到2Ω，20GHz時的插損減小到-3dB.進一步增加“d”會導(dǎo)致條狀電感超過電容，從而引起電感不連續(xù)性，轉(zhuǎn)而使插損變差（即-4.5dB）。

分析B2B連接器的SMT焊盤效應(yīng)

在EMPro中建立一個B2B連接器的SMT焊盤的3D模型，其中連接器引腳間距是20mil，引腳寬度是6mil，焊盤連接到一對長5英寸、寬5mil，采用單端模式的微帶差分走線，走線距其參考平面3.5mil.SMT焊盤的厚度是40mil，包括連接器引腳和焊錫在內(nèi)的這個厚度幾乎是微帶PCB走線厚度的40倍。

圖6 B2B連接器的SMT焊盤效應(yīng)：仿真得到的TDR圖

圖7 B2B連接器的SMT焊盤效應(yīng)：仿真得到的插損圖

銅厚度的增加將導(dǎo)致電容的不連續(xù)性和更高的信號衰減。這種現(xiàn)象可以分別由圖6和圖7所示的TDR和插損仿真圖中看出來。通過裁剪掉SMT焊盤正下方適當間距“d”（即7mil）的銅區(qū)域，可以最大限度地減小阻抗失配。

小結(jié)

本文的分析證明，裁剪掉SMT焊盤正下方的參考平面區(qū)域可以減小阻抗失配，增加傳輸線的帶寬。SMT焊盤與內(nèi)部參考銅箔之間的距離取決于SMT焊盤的寬度以及包括連接器引腳和焊錫在內(nèi)的SMT焊盤有效厚度。在PCB投產(chǎn)之前應(yīng)先進行3D建模和仿真，確保構(gòu)建的傳輸通道具有良好的信號完整性。
來源；互聯(lián)網(wǎng)