6磁性元件設(shè)計

磁芯元件設(shè)計包括如下幾個方面：

磁芯選擇 ：幾何形狀、磁芯尺寸、磁芯損耗

繞組設(shè)計：圈數(shù)、電流密度、最大磁通密度 (BM)、峰值磁通密度 (BP)、繞法、漏感

磁芯尺寸與開關(guān)頻率成反比

EE 、 EI 和 EF 磁芯(低 – 中等功率)

EER、 ETD 及 PQ 磁芯 (高功率)

關(guān)于損耗的考慮：

直流損耗：與 RMS 電流和繞組阻抗成函數(shù)關(guān)系

交流損耗：趨膚效應(yīng)、臨近效應(yīng)

1趨膚效應(yīng)

較高頻率的電流總是趨于在導(dǎo)線的外圍部分流動

整個導(dǎo)通并未被完全利用，對于交流成份導(dǎo)線呈現(xiàn)更高的阻抗

對于 132 kHz 工作頻率，趨膚深度 d (導(dǎo)線可利用深度) 為 0.198 mm

-----能夠被完全利用 (RDC=RAC) 的導(dǎo)體直徑為 0.2 mm x 2 = 0.4 mm

2臨近效應(yīng)

假定有2個有電流流過的導(dǎo)體 (電流同向)

其中一個導(dǎo)體產(chǎn)生的交流磁場與另一個導(dǎo)體的磁場相互作用，從而使得導(dǎo)體中的電流趨于在兩個導(dǎo)體的外側(cè)流動

在導(dǎo)體的某個部分引起電流“擁擠”的現(xiàn)象

和趨膚效應(yīng)一樣，降低了導(dǎo)體的有效截面積

當繞組層數(shù)增加時臨近損耗也會增大

不要試圖將超過實際需要的過量的銅線繞制在繞線窗口以內(nèi)

更多的銅線意味著更多的繞組層數(shù)，這樣會增加整個損耗

繞組位置

1初級繞組

噪聲端 (漏極端) 應(yīng)處于繞組結(jié)構(gòu)的最深處以降低EMI

2偏置繞組

對于采用光耦器進行穩(wěn)壓反饋的設(shè)計，偏置繞組應(yīng)介于初級和次級繞組之間，充當一個屏蔽繞組

對于初級側(cè)繞組(偏置繞組)穩(wěn)壓反饋，偏置繞組應(yīng)遠離初級繞組，以利于輸出穩(wěn)壓

次級側(cè)反饋

初級側(cè) (偏置繞組) 反饋

反激設(shè)計例舉：

規(guī)格要求：

應(yīng)用HF500-15的電源芯片來設(shè)計，85~265Vac--12V1A。

1了解方案特性：

內(nèi)置700V FET

固定開關(guān)頻率，內(nèi)置斜坡補償?shù)碾娏髂Ｊ娇刂品绞?/p>

25kHz輕載頻率

待機Burst 模式控制降低空載損耗

抖頻控制優(yōu)化EMI噪聲

內(nèi)置高壓啟動電流源

Vcc欠壓保護，可設(shè)置母線欠壓/過壓保護

過載保護恢復(fù)延時可設(shè)置 / Timer管腳鎖死保護設(shè)置 /軟啟動時間設(shè)置

OVP、OTP、SCP等豐富保護功能

2輸入電容

經(jīng)驗取值為2~3uF/W，選取22uF，成本允許選擇33uF/450V輸入，理論依據(jù)：

3Vro的設(shè)計

反射電壓取值在低壓輸出（5V）時取值80~100V，高壓輸出（24V）時取值100~135V

12V輸出時取值90V，考慮Mos的電壓應(yīng)力?。蛔儽萅取值7~8，理論依據(jù)：

得到Mos和二極管的耐壓取值：

4電感量的計算Lm

電感電流紋波系數(shù)Kp決定了電流大小，也決定了CCM模式還是DCM模式，Kp一般取值0~1之間

Kp=1為DCM，全范圍輸入Kp取值0.6~0.8, 230Vac下取值0.8~1，理論依據(jù)：

5變壓器設(shè)計

磁芯的選取根據(jù)開掛頻率和功率關(guān)系，選取EE19~EE22的磁芯比較合適；

線圈的計算通過：

也可通過MPS的反激變壓器設(shè)計工具進行設(shè)計，結(jié)果如下：

6反激電路的PCB布置要點

輸入環(huán)路（輸入電容—變壓器原邊—Mos—采樣電阻—輸入電容地）和輸出環(huán)路（變壓器副邊輸出—二極管—輸出電容—輸出電容地—變壓器輸出地） 要小

變壓器原邊輸出、Mos的漏極和鉗位電路輸入的線要寬短

芯片的信號部分和副邊反饋的信號部分原理Mos和二極管布置

芯片的Vcc電容盡量靠近芯片放置

雖然通過閱讀你已基本了解反激電源的設(shè)計要點，但是要成為真正設(shè)計電源的高手，還需要不斷在各種實際方案設(shè)計中積累工程經(jīng)驗，并擴展到前言提及的各種復(fù)雜型隔離開關(guān)方案的設(shè)計。不管怎樣今天你已邁出了堅實的一步。