本文介紹了一種無電阻、超過4階十倍程動(dòng)態(tài)范圍的電流檢測(cè)解決方案，并描述了一種簡(jiǎn)單的方法，僅使用齊納二極管和兩個(gè)MOSFET（場(chǎng)效應(yīng)晶體管）就可以將其電源電壓范圍擴(kuò)大到6V-36V。以MAX40016為例提供了原理圖和測(cè)試結(jié)果。

測(cè)量系統(tǒng)中的電流是監(jiān)測(cè)系統(tǒng)狀態(tài)的一種基本而有效的工具。隨著先進(jìn)技術(shù)的發(fā)展，電子或電氣系統(tǒng)的物理尺寸大大縮小，降低了功耗和成本，并且在性能方面并沒有太多讓步。每個(gè)電子設(shè)備都在監(jiān)測(cè)自己的健康和狀態(tài)，這些診斷提供了管理系統(tǒng)所需的重要信息，甚至決定了其未來的設(shè)計(jì)升級(jí)。

系統(tǒng)中越來越需要測(cè)量大范圍電流，從微小電流一直到幾安培電流。例如，在以下情況下，確定系統(tǒng)中高動(dòng)態(tài)范圍的電流流動(dòng)或消耗情況：

1. 睡眠/非活躍電流，以確定除正常運(yùn)行外的總體負(fù)載性能和估算電池/電源功率。

2. ATE/測(cè)試環(huán)境需要處理從微小/低微安培級(jí)電流到安培級(jí)電流，這就需要進(jìn)行研發(fā)或生產(chǎn)級(jí)的測(cè)試。

3. 生產(chǎn)車間環(huán)境，以發(fā)現(xiàn)生產(chǎn)問題（積聚在IC下的焊劑、不必要的焊料短路或開路），以及正常的操作功能測(cè)試。

4. 工業(yè)設(shè)備監(jiān)測(cè)，開啟和關(guān)閉期間的功耗可顯示設(shè)備的健康狀況，例如，監(jiān)測(cè)設(shè)備的正常電流和泄漏電流，以確定其隨時(shí)間推移的磨損情況。

01當(dāng)前解決方案

圖1. 電流檢測(cè)放大器(CSA)+檢測(cè)電阻

在高達(dá)80V的高電壓電平（共模電平）應(yīng)用中，由外部的簡(jiǎn)單電流檢測(cè)放大器(CSA)（但為了使結(jié)構(gòu)達(dá)到精度和準(zhǔn)確性要求，集成電路的設(shè)計(jì)比較復(fù)雜）和檢測(cè)電阻器組成的方案可以解決電 流測(cè)量時(shí)的大多數(shù)問題。電流檢測(cè)放大器目前具有出色的準(zhǔn)確度和精度，滿足實(shí)現(xiàn)微安級(jí)電流的要求，同時(shí)保持更好的信噪比(SNR)性能，從而提供系統(tǒng)設(shè)計(jì)所需的測(cè)量分辨率。

然而，為設(shè)計(jì)人員選擇優(yōu)化的CSA并不是一件容易的事情。有一些權(quán)衡因素需要考慮（圖2）：

1. 可用的電源

2. 最小可檢測(cè)電流（轉(zhuǎn)化為器件的最小輸入失調(diào)電壓(V_OS)）

3. 最大可檢測(cè)電流（轉(zhuǎn)化為最大輸入檢測(cè)電壓(V_SENSE)）

4. R_SENSE上允許的功耗

圖2. 使用CSA和R_SENSE時(shí)要考慮的設(shè)計(jì)約束

由于差分電壓范圍由電流檢測(cè)放大器的選擇來設(shè)定，因此增加RSENSE值可以提高較低電流值的測(cè)量精度，但在較高的電流下功耗較高，這可能是不可接受的。另外，檢測(cè)電流的范圍也有所降低（I_MIN: I_MAX)。

降低R_SENSE值更有利，因?yàn)樗鼫p少了電阻的功耗，增大了檢測(cè)電流范圍。降低R_SENSE值可降低信噪比（可以通過計(jì)算平均值，取平均輸入噪聲來改善信噪比）。

應(yīng)當(dāng)注意的是，在這種情況下，設(shè)備的偏移會(huì)影響測(cè)量的精度。通常，會(huì)在室溫下進(jìn)行校準(zhǔn)，以提高系統(tǒng)精度，通過增加某些系統(tǒng)的測(cè)試成本來消除失調(diào)電壓。

此外，輸入差分電壓范圍(V_SENSE)取決于電源電壓或內(nèi)部/外部基準(zhǔn)電壓和增益：

在任何實(shí)現(xiàn)高電流范圍的應(yīng)用中，目的都是在既定的精度預(yù)算下最大限度地?cái)U(kuò)大動(dòng)態(tài)范圍，這一般通過以下公式來估算：

大多數(shù)CSA的V_SENSE-RANGE通常是100mV，輸入失調(diào)電壓約為10μV。

請(qǐng)注意，如果選擇V_{SENSE_MIN}作為10xV_OS系數(shù)，則在未校準(zhǔn)系統(tǒng)中，最多可得出30年±10%的誤差。

同樣，如果選擇100xV_OS，則可以達(dá)到±1%的誤差范圍，但動(dòng)態(tài)范圍會(huì)縮減到20年。因此，在動(dòng)態(tài)范圍和精度之間存在一個(gè)權(quán)衡：收緊精度預(yù)算會(huì)減少V_{SENSE_MIN}所決定的動(dòng)態(tài)范圍，反之亦然。

有一點(diǎn)需要注意，在C_SA+ R_SENSE系統(tǒng)中，R_SENSE（容差和溫度系數(shù)）通常是系統(tǒng)總精度的瓶頸。

與電量計(jì)、帶集成芯片電阻器的C_SA、使用運(yùn)算的差分放大器的分立式器件實(shí)現(xiàn)等其它替代方案相比，它簡(jiǎn)單、可靠且成本合理，仍然是行業(yè)中監(jiān)控/測(cè)量系統(tǒng)電流的有效做法。也有更高級(jí)別容差和溫度系數(shù)檢測(cè)電阻，只是價(jià)格比較高。應(yīng)用在溫度范圍內(nèi)的總誤差預(yù)算需要與R_SENSE產(chǎn)生的誤差相當(dāng)。

02無電阻檢測(cè)解決方案 對(duì)于需要測(cè)量從幾百微安到幾安培電流的更高動(dòng)態(tài)范圍應(yīng)用，下方圖3所示的集成式電流檢測(cè)器件(U1)是非常有用、有效的解決方案。該解決方案滿足以下條件：

1. 集成式檢測(cè)元件（無電阻）
2. 超過4階十倍程的電流檢測(cè)動(dòng)態(tài)范圍
3. 電流輸出功能（與160Ω LOAD一起提供0-1V的V_OUT，與所有ADC/微控制器電流輸入實(shí)現(xiàn)方案兼容）。

圖3. 帶有集成電流檢測(cè)元件的2.5V至5.5V電流檢測(cè)系統(tǒng)。

代替外部檢流電阻,在V_DD輸入和負(fù)載(LD)輸出之間配置集成檢測(cè)器件，能夠測(cè)量100uA至3.3A的系統(tǒng)負(fù)載電流(I_LOAD)。增益為1/500的內(nèi)部增益塊提供輸出電流ISH，即。在ISH電流輸出和接地間連接一個(gè)160Ω電阻，可得到0V至1V的VISH電壓輸出。

在負(fù)載電流為3A時(shí)，檢測(cè)元件裝置上V_DD和LD之間的壓降約為60mV（曲線圖1），相當(dāng)于僅有180mW的功耗，而在較低的電流值下，觀察到的檢測(cè)100μA范圍的總誤差在10%左右（曲線圖2）。該方案在較高電流負(fù)載下功耗較小，在較低電流水平下仍能保持較好的誤差預(yù)算，優(yōu)于圖1中的傳統(tǒng)檢測(cè)電路。因此，需要更大電流檢測(cè)范圍（最高可達(dá)3A）的應(yīng)用可以從這個(gè)方案中受益。

03具有擴(kuò)展線路/輸入電壓的無電阻檢測(cè)方案

圖4是圖3的輸入電壓范圍擴(kuò)展，其中U1的電源電壓現(xiàn)在可以接受更高的線路電壓，可高達(dá)6V至36V。齊納二極管(D1)將V_DD和PFET(M1)柵極之間的電壓維持在5.6V。高壓線路的大部分被M1吸收，M1的源電壓鉗位在與V_DD輸入電壓相差大約4V-4.5V的水平，從而將U1的工作電壓(V_DD-V_SS)維持在正常工作范圍內(nèi)（曲線圖3）。然后，這個(gè)M1的源電壓為M2 PFET的柵極電壓提供偏置。M2 P_FET源電壓處于V_SS(U1) + V_TH(M2)的水平，確保U1 ISH輸出在可接受的電壓水平內(nèi)。ISH電流輸出和R1相對(duì)于接地端產(chǎn)生0至1V的輸出電壓。

圖4. 帶有集成電流檢測(cè)元件的6V至36V電流檢測(cè)系統(tǒng)

圖4中使用的建議組件

04實(shí)驗(yàn)結(jié)果

下面是圖4電路的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

圖5：內(nèi)部檢測(cè)元件上的壓降與負(fù)載電流的關(guān)系

圖6：不同溫度下ISH輸出的增益誤差與負(fù)載電流的關(guān)系

圖7：MAX40016電源電壓(V_DD-V_SS)與VLINE的函數(shù)關(guān)系

圖8. 負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)，I_LOAD階躍從0變?yōu)?A。

圖9. 啟動(dòng)瞬態(tài)響應(yīng)，I_LOAD為3A。

05結(jié)語

通過使用MAX40016的無電阻檢測(cè)解決方案，實(shí)現(xiàn)了4階十倍程的電流檢測(cè)解決方案，工作范圍擴(kuò)大到了36V。

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