一個離散放大器和一些外部增益設(shè)置電阻器可以用來增加電流感測電阻器上的電壓。雖然這種離散的解決方案可能是成本效益高，但由于外部組件的有限匹配，它們不能提供高精度。使用高精度電阻網(wǎng)絡(luò)的嘗試可以抵消使用簡單離散解決方案可能帶來的成本節(jié)約。

電阻電流傳感的離散實現(xiàn)

在一個上一篇文章，我們討論了基于運(yùn)算放大器的非逆變結(jié)構(gòu)可用于通過低側(cè)電流檢測電阻器來檢測和提高電壓。非逆變配置具有單端輸入，并感測其相對于地的輸入電壓。這就是為什么我們不能在高側(cè)感應(yīng)配置中使用這個放大器。

另一方面，經(jīng)典差分放大器具有差分輸入。由于它感測并聯(lián)電阻上的電壓降，而不是節(jié)點對地的電壓，因此它可用于低壓側(cè)和高壓側(cè)電流感應(yīng)應(yīng)用，如中所示圖1

在這篇文章中，我們將討論使用差分放大器時可能影響精度的兩個重要誤差源。

圖1在（a）低壓側(cè)和（b）高壓側(cè)電流感應(yīng)中使用差分放大器。

共模抑制比：一個關(guān)鍵特性

共模抑制比是差分輸入放大器抑制兩個輸入共用信號的能力。放大器的傳遞函數(shù)可以表示為：

vout=Admvd+Acmvcvout=Admvd+Acmvc

方程式1

其中（A{dm}）和（v3kspceigf27）分別是放大器的差模增益和放大器輸入處的差分信號。類似地，（A{cm}）和（v{c}）是應(yīng)用于放大器的共模增益和共模信號。根據(jù) 方程式1 ，出現(xiàn)在放大器輸出端的電壓是輸入共模值的函數(shù)。在 圖1（b） ，我們理想地期望輸出是差分信號V的函數(shù)分流器. 然而，實際上，輸出也是電源電壓V的函數(shù)供給 .

當(dāng)我們改變V供給，放大器輸入端的共模信號，因此，放大器的輸出電壓發(fā)生變化。即使我們保持V分流器不變的。為了減少這種非理想效應(yīng)，我們需要使共模增益A厘米遠(yuǎn)小于差模增益Adm公司. 共模抑制比（CMRR）定義為差分增益除以共模增益，它規(guī)定了放大器在放大差分信號時抑制共模信號的能力。

離散實現(xiàn)的CMRR較低

考慮中所示的差分放大器圖2 .

圖2

對于理想運(yùn)算放大器，差分放大器的傳遞函數(shù)由以下公式給出：

vout=R4R1×R1+R2R3+R4×vA?R2R1×vBvout=R4R1×R1+R2R3+R4×vA?R2R1×vB

For R2R1=R4R3R2R1=R4R3, we have:

vout=R2R1(vA?vB)vout=R2R1(vA?vB)

方程式2

該方程表明，任何共模電壓都將被放大器完全抑制，即當(dāng)vA=vBvA=vB時，我們得到vout=0vout=0。然而，在實踐中，差分放大器的共模抑制將受到限制，因為比率r2r2r1不完全等于R4R3R4R3.它可以顯示出來差分放大器的共模抑制比由下式給出：

CMRR?Ad14tCMRR?Ad14t

方程式3

式中（A3kspceigf27）是差分放大器的差分增益，其等于（frac{R{2}}{R}{1}}}）；t是電阻公差。例如，當(dāng)微分增益為1和0.1%電阻器時，我們有：

CMRR?Ad+14t=1+14×0.001=500CMRR?Ad+14t=1+14×0.001=500

用dB表示這個值，我們得到一個大約54 dB的CMRR。請注意方程式3在假設(shè)運(yùn)算放大器是理想的且具有很高的共模抑制比的前提下推導(dǎo)出來的。如果運(yùn)算放大器的CMRR不遠(yuǎn)大于從方程3得到的值，我們需要使用更復(fù)雜的方程 .

集成解決方案可導(dǎo)致較高的CMRR

因此，即使有一個理想的運(yùn)算放大器，差分放大器的共模抑制比也相對較低，并且受到增益設(shè)置電阻匹配的限制。

為了解決這個問題，我們可以使用一組匹配的電阻網(wǎng)絡(luò)，例如 LT5400型. LT5400是一個四電阻網(wǎng)絡(luò)，匹配率為0.005%，可用于創(chuàng)建具有高共模抑制比的差分放大器，如中所示 圖3 . 使用匹配的電阻網(wǎng)絡(luò)，一個約80分貝的共模抑制比應(yīng)該是可以實現(xiàn)的。

圖3電阻陣列可以用來制造具有極高共模抑制比的差分放大器。圖片由線性技術(shù).

一個離散放大器和一些外部增益設(shè)置電阻可以被認(rèn)為是一個低成本的電流測量解決方案。然而，正如你所見，增益設(shè)置電阻的匹配決定了放大器的共模抑制比。嘗試使用一個單獨的高精度電阻網(wǎng)絡(luò)可以抵消使用一個簡單的差分放大器可以節(jié)省的成本。

我們可以使用完全單片的解決方案，如AMP03從模擬設(shè)備集成激光微調(diào)電阻到精密運(yùn)算放大器封裝，以實現(xiàn)電阻之間的高匹配。這種集成解決方案可以獲得大于100db的CMRR。

另一個錯誤來源：增益設(shè)定電阻的溫度漂移

增益設(shè)定電阻的溫度漂移是影響測量精度的另一個因素。如上所述，增益設(shè)置電阻的公差決定了放大器在室溫下的初始精度。然而，為了使電阻比保持恒定，電阻器在工作溫度范圍內(nèi)應(yīng)表現(xiàn)出類似的行為。

讓我們考慮一下如何產(chǎn)生溫度漂移的例子。假設(shè)電阻值方程式2are R1=5 kΩ and R2=100 kΩ. 此外，假設(shè)電阻器的溫度系數(shù)為±50 ppm/°C，環(huán)境溫度可比參考溫度（室溫）高100°C。

微分增益的最大值和最小值是多少？

高于參考溫度的100°C溫升可使±50 ppm/°C電阻器的值變化±0.5%。因此，最大微分增益由下式得出：

Adm,max=R2,maxR1,min=100×(1+0.005)5×(1?0.005)=20.20Adm,max=R2,maxR1,min=100×(1+0.005)5×(1?0.005)=20.20

最小增益通過以下方式獲得：

Adm,max=R2,minR1,max=100×(1?0.005)5×(1+0.005)=19.80Adm,max=R2,minR1,max=100×(1?0.005)5×(1+0.005)=19.80

注意，電阻器可能朝相反方向漂移。在這個例子中，1%的增益誤差是由漂移效應(yīng)引起的，因為我們假設(shè)電阻在室溫下有其標(biāo)稱值。

有趣的是，與匹配的電阻網(wǎng)絡(luò)，如 LT5400型或者是一個完全單片的電流檢測解決方案，集成電阻可以表現(xiàn)出幾乎完美的匹配，這兩個初始誤差和溫度漂移。如中所示圖5 .

圖5圖片由威世半導(dǎo)體.

在本圖中，橙色線規(guī)定了溫度從基準(zhǔn)溫度（20°C）向任一方向變化時單個±50 ppm/°C電阻器值變化的限值。紅色曲線表示匹配電阻陣列的四個集成電阻器的溫度行為。

當(dāng)來自匹配電阻網(wǎng)絡(luò)的單個電阻器的溫度系數(shù)為±50ppm/°C時，四個集成電阻器的溫度行為非常匹配。隨著溫度的變化，電阻值互相跟蹤。這些匹配的電阻允許我們保持放大器增益在工作溫度范圍內(nèi)相對恒定。

結(jié)論

一個離散放大器和一些外部增益設(shè)置電阻器可以用來增加電流感測電阻器上的電壓。雖然這種離散的解決方案可能是成本效益高，但由于外部組件的有限匹配，它們不能提供高精度。

增益設(shè)定電阻的匹配決定了放大器的共模抑制比。為了獲得高的共模抑制比，需要使電阻的初始誤差和溫度漂移達(dá)到近乎完美的匹配。

這就是為什么在CMRR方面，集成解決方案可以輕松擊敗離散實現(xiàn)。請注意，嘗試使用單獨的高精度電阻網(wǎng)絡(luò)可以抵消使用簡單離散解決方案可能帶來的成本節(jié)約。