在上期中，我們探討了電源開關瞬態(tài)保護設計。

本期，為大家?guī)淼氖恰度绾蜗拗?PFC 再浪涌電流》，將介紹一種低成本、簡單有效的方法來滿足模塊化硬件系統(tǒng) - 通用冗余電源 (M-CRPS) 規(guī)格要求，限制再浪涌電流。

簡介

近期發(fā)布的模塊化硬件系統(tǒng) - 通用冗余電源 (M-CRPS) 規(guī)格要求，當數(shù)據(jù)中心使用的電源發(fā)生輸入欠壓或斷電事件后恢復輸入電壓時，需要限制再浪涌電流（與眾所周知的浪涌電流不同）。以前，這種再浪涌電流沒有明確規(guī)格，也沒有針對這一事件的特殊控制措施。本文將介紹一種低成本、簡單且非常有效的方法來滿足 M-CRPS 要求。

浪涌電流與再浪涌電流

對于功率大于 75W 的前端電源 (PSU)，需要進行功率因數(shù)校正 (PFC)。PFC 強制輸入電流跟隨輸入電壓，以使電子負載顯示為電阻。PFC 通常有較大的輸出電容器。啟動前，PFC 輸出電容器已完全放電。由于 PFC 結構在 VAC> VOUT時提供電流路徑，因此施加交流電壓將生成巨大的電流，因為輸入電壓基本上直接施加到 PFC 輸出電容器上。此電流稱為浪涌電流。

在PFC 輸入側放置一個具有正溫度系數(shù)的熱敏電阻 (RT) 和一個機械繼電器將限制浪涌電流，如圖 1 中所示。在 PFC 上電期間，該繼電器關閉。浪涌電流通過 RT限制為一個較低的值，PFC 輸出大容量電容器 (CBULK) 將逐漸充電。輸出電壓 (VOUT) 充電至等于交流電壓 (VAC) 的峰值后，浪涌電流就會降至 0。然后，繼電器將打開，并旁路 RT，以減少正常運行期間的功率損耗。

圖 1：使用 RT和繼電器限制 PFC 浪涌電流

再浪涌電流有所不同；它在 PFC 正常運行期間發(fā)生。如圖 2 中所示，當 PFC 正常運行時，交流輸入電壓突然下降。由于仍然施加負載，PFC VOUT可能會降至較低的值。然后，當交流電壓恢復時，如果交流輸入電壓高于 VOUT，將再次出現(xiàn)浪涌電流。此電流稱為再浪涌電流。

圖 2：M-CRPS 再浪涌電流限制和時序

在此之前，它完全依賴于功率級元件處理再浪涌電流的能力。測試結果表明，再浪涌電流可能會躍升至比 PFC 額定最大輸入電流高 10 倍以上。如此高的再浪涌電流會損壞電源或縮短其使用壽命，這就是 M-CRPS 規(guī)格限制交流電壓恢復后再浪涌電流量的原因。在半個輸入頻率周期內，再浪涌電流的均方根值應小于 PSU 最大額定電流的五倍 (5 × Irated,RMS)，而在一個輸入頻率周期內應小于 3.5 × Irated,RMS。此外，在施加交流輸入后，輸入電流應在兩個輸入頻率周期內穩(wěn)定至 ≤2 × Irated,RMS的值。

當考慮在此期間PFC 脈寬調制 (PWM)的運行情況時，問題變得更加復雜。如果 PFC 控制不當，當交流電壓恢復時，可能會出現(xiàn)不合適的 PWM 占空比，從而導致可能超過 M-CRPS 規(guī)格的另一個大輸入電流峰值。

另一方面，當交流電壓恢復時，PFC 需要提供足夠的電流，以盡快將 PFC 輸出電壓提升至其穩(wěn)壓電平；否則，VOUT將由于負載較重而持續(xù)下降，最終觸發(fā)直流/直流轉換器的輸入欠壓鎖定電平。在交流電壓恢復后，為 PFC 輸出電容器充電將需要較大的輸入電流，該電流在 VIN> VOUT時來自再浪涌，或在 VIN< VOUT?時來自 PFC 控制環(huán)路。

本文提供了一種處理此再浪涌電流的解決方案，能在交流電壓下降后恢復時很好地控制再浪涌電流 (VIN> VOUT時) 和非再浪涌電流 (VIN< VOUT?時)，使其足夠高以快速提升 VOUT，但不超過 M-CRPS 限制規(guī)格。

建議的再浪涌電流控制方法

圖 3 展示了建議的低成本再浪涌電流控制方法。與圖 1 相比，有兩個不同之處。首先，RT已從交流側移至直流側。其次，金屬氧化物半導體場效應晶體管 (MOSFET)Q5取代了傳統(tǒng)的機械繼電器。選擇固態(tài)繼電器是因為需要快速開啟和關閉繼電器，而機械繼電器速度太慢，無法滿足這一需求。另外，由于MOSFET無法切斷交流電壓，因此其位于直流側。浪涌電流限制的工作原理與傳統(tǒng)方法相同。第一次向 PSU 施加輸入電壓時，RT將限制浪涌電流。浪涌電流通過后，Q5開啟且 RT被旁路。

圖 3：建議的再浪涌電流限制硬件結構

圖 4 展示了建議的再浪涌電流控制方法。VAC是 PFC 輸入電壓，VOUT是 PFC 輸出電壓，IAC是輸入電流。Q1和 Q2是高頻開關，在每個交流半周期中交替用作 PFC 升壓開關或同步開關。在 PFC 滿負荷運行時，交流線路電壓會下降 10ms，然后恢復到其峰值。這是交流電壓下降最糟糕的情況。

圖 4：建議的交流電壓下降和再浪涌電流限制控制算法

以下是建議的再浪涌電流控制方法：

在 t0時：檢測到交流電壓下降時，Q1和 Q2關閉。您還必須同時關閉 PFC 電壓和電流環(huán)路，因為如果電壓環(huán)路和電流環(huán)路持續(xù)運行，其積分器將累積。當交流電壓恢復且 PFC 開啟時，將出現(xiàn)較大的 PWM 占空比，從而導致較大的電流峰值，可能會損壞電源。

電流環(huán)路關閉后，將其復位為 0 并清除其積分器歷史記錄。如果不清除積分器，當交流電壓恢復且 PFC 開啟時，PFC 將在交流電壓下降前以相同的 PWM 占空比開啟，而該占空比可能不合適。例如，如果在過零時發(fā)生交流電壓下降，則 PWM 占空比幾乎為 100%。如果交流電壓恢復交流峰值而未清除電流環(huán)路積分器，則交流峰值時發(fā)生的占空比幾乎為 100%，并將生成一個較大的電流峰值，這可能會損壞電源。對于電壓環(huán)路，關閉后應將其凍結以保持其內部值。電壓環(huán)路輸出代表負載并用于生成電流環(huán)路基準；因此，您需要保持其值，以使負載在交流電壓下降期間不會發(fā)生變化。

在 t1時：交流電壓恢復。由于 VAC> VOUT，生成的再浪涌電流將為大容量電容器充電。Q1和 Q2保持關閉。

在 t2時：再浪涌電流超出可編程閾值并觸發(fā)繼電器 Q5關閉事件。當 Q5關閉時，再浪涌電流隨即受 RT限制，其幅度迅速下降。繼電器 Q5僅關閉極短的時間 (例如 10μs)，然后再次開啟。Q5開啟后，再浪涌電流會再次上升，直至超出閾值。此過程不斷重復，直到再浪涌電流不再超出限值。圖 5 顯示了此進程的流程圖。

在 t3時：VAC< VOUT。現(xiàn)在，是時候開啟 PFC 了。將電壓環(huán)路基準設置為等于 t3?時的瞬時 VOUT，然后開啟電壓環(huán)路。之后，逐漸增加電壓環(huán)路基準，直到其達到正常設定值。對于電流環(huán)路，首先計算占空比 D = (VOUT?– VAC)/VOUT?并將其注入電流環(huán)路，以在電流環(huán)路開啟時使電流環(huán)路輸出從計算出的 D 開始。然后，開啟電流環(huán)路。最后，開啟 Q1?和 Q2?使 PFC 正常運行。

圖 5：建議的繼電器開關控制算法流程圖

此過程不斷重復，直到 VOUT超過 VAC。

測試結果

在一臺3.6kW 圖騰柱無橋 PFC上測試建議的方法。圖 6 顯示，當交流電壓下降時，其在 10ms 內恢復峰值。通道 1（藍色）是 PFC 輸入電流波形 (IIN)，通道 2（青綠色）是繼電器開關控制信號。圖 7 是繼電器開啟和關閉時的放大圖。在交流電壓下降期間，繼電器 Q5保持開啟。CBULK持續(xù)將存儲的能量輸送給負載，且 VOUT下降。交流電壓恢復后，由于繼電器處于開啟狀態(tài)且 VAC> VOUT，因此再浪涌電流迅速上升。再浪涌電流達到預定義的電流限制閾值（本例中為 40A）后，繼電器就會關閉，并且由于 RT.的原因，再浪涌電流會降到非常低的值。繼電器僅保持關閉 10μs，然后將再次開啟。再浪涌電流將再次上升。整個過程可以將再浪涌電流限制在 M-CRPS 規(guī)格范圍內，同時仍提供大量電流快速為 CBULK充電。該波形還表明，非再浪涌電流（其中 VAC< VOUT）控制良好，沒有較大的電流峰值。

圖 6：交流電壓下降后恢復時的再浪涌電流控制

圖 7 顯示以有限斜率上升的第二次再浪涌電流，發(fā)生這種情況是因為PFC 輸入阻抗（包括電磁干擾濾波器阻抗和印刷電路板布線阻抗）限制了電流上升的斜率。在本例中，第二次再浪涌電流的幅度未超過 40A 的閾值；因此，繼電器僅關閉一次。如果第二次再浪涌電流也超過閾值，繼電器將再次關閉。

圖 7：繼電器開啟和關閉瞬間圖 6 的放大圖

結語

數(shù)據(jù)中心使用的電源要求交流電壓從斷電狀態(tài)恢復時的再浪涌電流不得超過 M-CRPS 規(guī)格中規(guī)定的限值。通過用固態(tài)繼電器替代傳統(tǒng)的機械繼電器，并在再浪涌電流超過可編程閾值時快速關閉/打開繼電器，可以很好地控制再浪涌電流，使其不超過 M-CRPS 限制規(guī)格，但又足以快速提升 VOUT。此外，這種基于固件的方法利用了現(xiàn)有的 RT，產生了一種低成本且非常有效的再浪涌電流控制解決方案。