本期，我們將介紹閉合圖騰柱無橋 PFC 控制環(huán)路的詳細(xì)知識。

在所有功率因數(shù)校正 (PFC) 拓?fù)渲校瑘D騰柱無橋 PFC具備出色效率，因而在服務(wù)器與數(shù)據(jù)中心中得到廣泛應(yīng)用。然而，閉合連續(xù)導(dǎo)通模式 (CCM)圖騰柱無橋 PFC 的電流控制環(huán)路并不像傳統(tǒng) PFC 那樣簡單直接。在 CCM 下運(yùn)行的傳統(tǒng) PFC 采用平均電流模式控制器，如圖 1 所示，其中VREF是電壓環(huán)路基準(zhǔn)，VOUT是檢測到的PFC輸出電壓，Gv是電壓環(huán)路，VIN是檢測到的 PFC 輸入電壓，IREF是電流環(huán)路基準(zhǔn)，IIN是檢測到的 PFC 電感器電流，Gi是電流環(huán)路，d是脈寬調(diào)制占空比 (PWM)。由于傳統(tǒng) PFC 采用橋式整流，所有這些數(shù)值均為正，且電流反饋信號 IIN 是整流后的輸入電流信號。

圖 1 PFC 的平均電流模式控制器，其中所列全部參數(shù)

均為正值，且 IIN 是整流后的輸入電流信號。

新的反饋信號

由于圖騰柱無橋 PFC 中的電感器電流為雙向電流，傳統(tǒng) PFC 所用的電流檢測方法不再適用。而是，需采用如霍爾效應(yīng)傳感器這類雙向電流傳感器，來檢測雙向電感電流并為控制環(huán)路提供反饋信號。

不過，霍爾效應(yīng)傳感器的輸出不會與檢測到的電流 100% 匹配。舉例而言，若檢測電流為正弦波，霍爾效應(yīng)傳感器的輸出則會是帶有直流失調(diào)的正弦波，如圖 2 所示。因此，無法直接將其用作圖 1 所示電流模式控制器的反饋信號，需對控制器進(jìn)行調(diào)整，以適配這種新的反饋信號。在本期電源設(shè)計(jì)小貼士中，將介紹使用這種新的反饋信號來閉合電流控制環(huán)路的三種方法。

圖 2 圖騰柱無橋 PFC 及其電流檢測信號，顯示霍爾效應(yīng)傳感器輸出不會與檢測到的電流 100% 匹配。

方法 1：無負(fù)環(huán)路基準(zhǔn)的控制器

某些數(shù)字控制器（例如德州儀器 (TI) 的 UCD3138）采用硬件狀態(tài)機(jī)實(shí)現(xiàn)控制環(huán)路；因此，狀態(tài)機(jī)的所有輸入信號必須大于或等于零。在此類情況下，按以下步驟閉合電流控制環(huán)路：

1.通過兩個(gè)模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC)分別檢測交流線和交流中性線電壓。

2.使用固件對檢測到的VAC 信號進(jìn)行整流，如公式 1 和 圖 3 所示。

公式 1

圖 3 使用公式 1 中所示固件對檢測到的

輸入電壓 VAC 進(jìn)行整流。

3.采用與計(jì)算傳統(tǒng) PFC 中的 IREF 時(shí)相同的方法計(jì)算正弦基準(zhǔn) VSINE，如公式 2 和 圖 4 所示。

公式 2

圖 4 采用與計(jì)算傳統(tǒng) PFC 中的 IREF 時(shí)相同的方法計(jì)算正弦基準(zhǔn) VSINE。

4.直接使用霍爾效應(yīng)傳感器輸出作為電流反饋信號 IIN（公式 3）。

公式 3

5.在正交流周期內(nèi)，對比 VSINE 波形與霍爾效應(yīng)傳感器輸出波形，二者形狀相同。唯一的區(qū)別是存在直流失調(diào)。使用公式 4 計(jì)算電流環(huán)路基準(zhǔn) IREF。

公式 4

6.控制環(huán)路具有標(biāo)準(zhǔn)負(fù)反饋控制。使用公式 5 來計(jì)算進(jìn)入控制環(huán)路的誤差：

公式 5

7.在負(fù)交流周期內(nèi)，對比 VSINE 波形與霍爾效應(yīng)傳感器輸出波形，二者不同之處不僅為直流失調(diào)，波形走向也相反。使用公式 6 計(jì)算電流環(huán)路基準(zhǔn) IREF。

公式 6

8.在負(fù)交流周期內(nèi)，電感器電流越高，霍爾效應(yīng)傳感器輸出的值越低?？刂骗h(huán)路需要從負(fù)反饋?zhàn)優(yōu)檎答?。使用公?7 來計(jì)算進(jìn)入控制環(huán)路的誤差。

公式 7

方法 2：純固件型控制器

對于TI C2000 微控制器這類純固件數(shù)字控制器，控制環(huán)路由固件實(shí)現(xiàn)，這意味著內(nèi)部計(jì)算參數(shù)可正可負(fù)。在此類情況下，按以下步驟閉合電流控制環(huán)路：

1.通過兩個(gè)ADC 檢測交流線和交流中性線電壓。然后使用線電壓減去中性線電壓以獲得 VIN，如公式 8 和 圖 5 所示。

公式 8

圖 5 使用線電壓減去中性點(diǎn)電壓后，計(jì)算 VIN。

2.采用與傳統(tǒng) PFC 相同的方法，計(jì)算正弦電流環(huán)基準(zhǔn) IREF，如公式 9 和 圖 6 所示。

公式 9

圖 6 采用與傳統(tǒng) PFC 相同的方法計(jì)算 IREF。

3.對比 IREF 波形與霍爾效應(yīng)傳感器輸出波形，二者形狀一致，唯一不同的是直流失調(diào)。使用公式 10 計(jì)算輸入電流反饋信號 IIN。圖 7 顯示了波形。

公式 10

圖 7 使用霍爾傳感器輸出的波形和直流失調(diào)計(jì)算 IIN。

4.在正交流周期內(nèi)，控制環(huán)路具有標(biāo)準(zhǔn)的負(fù)反饋控制。使用公式 11 來計(jì)算進(jìn)入控制環(huán)路的誤差：

公式 11

5.在負(fù)交流周期內(nèi)，電感器電流越高，霍爾效應(yīng)傳感器輸出的值越低；因此，控制環(huán)路需從負(fù)反饋切換為正反饋。使用公式 12 來計(jì)算進(jìn)入控制環(huán)路的誤差。

公式 12

方法 3：占空比前饋控制

總諧波失真 (THD) 要求愈發(fā)嚴(yán)格，尤其在服務(wù)器和數(shù)據(jù)中心應(yīng)用中。降低 THD 需不斷提高控制環(huán)路帶寬。高帶寬會減小相位裕度，導(dǎo)致環(huán)路不穩(wěn)定。有限的 PFC 開關(guān)頻率也限制了帶寬提升。為解決此問題，可在控制環(huán)路中加入預(yù)計(jì)算的占空比來生成 PWM，即占空比前饋控制 (dFF)。

對于 CCM 模式下的升壓拓?fù)?，公?13 對 dFF 的計(jì)算方式如下：

公式 13

該占空比形式可在開關(guān)上有效地生成一個(gè)電壓，此電壓在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的平均值等于整流輸入電壓。常規(guī)電流環(huán)路補(bǔ)償器會根據(jù)計(jì)算出的該占空比來更改占空比。由于升壓電感器在線路頻率下的阻抗非常低，占空比的微小變化即可在電感器上產(chǎn)生足夠的電壓，以生成所需的正弦電流波形，因此電流環(huán)路補(bǔ)償器無需具有高帶寬。

圖 8 展示了最終形成的控制方案。將計(jì)算出的 dFF 與傳統(tǒng)的平均電流模式控制輸出 dI 相加，得到最終的占空比 d，用于生成控制 PFC 的 PWM 波形。

圖 8 PFC 的占空比前饋控制，其中將計(jì)算出的 dFF

與傳統(tǒng)的平均電流模式控制輸出 dI 相加，

將得到最終占空比 d，以此生成 PWM 波形來控制 PFC。

若要在圖騰柱無橋 PFC 中發(fā)揮 dFF 的優(yōu)勢，可按以下步驟閉合電流環(huán)路：

1.執(zhí)行方法 2 中的步驟 1、2、3、4 和 5。

2.計(jì)算 dFF，如公式 14 中所示。由于 VIN 是正弦波，且在負(fù)交流周期時(shí)為負(fù)值，計(jì)算時(shí)需取其絕對值。

公式 14

3.使用公式 15 將 dFF 與 GI 的輸出 dI 相加，得到最終占空比 d。

公式 15

此外，您還可以對基于硬件狀態(tài)機(jī)的控制器使用 dFF 控制。

閉合電流環(huán)路

閉合圖騰柱無橋 PFC 的電流環(huán)路不像傳統(tǒng) PFC 那樣簡單直接，且不同控制器的實(shí)現(xiàn)方式可能存在差異。此電源設(shè)計(jì)小貼士可幫您理清圖騰柱無橋 PFC 控制環(huán)路實(shí)現(xiàn)過程中的困惑，為您的設(shè)計(jì)選擇合適的方法。