引言

由于衛(wèi)星、飛船等航天設(shè)備的電源母線電壓主要為100V、42V等低壓段，相應(yīng)的器件也主要集中在低壓等級(jí)且品類較少，不能滿足高壓輸入的要求，這對(duì)中電華星的電源工程師來說產(chǎn)生了一定的困難。為了降低開關(guān)管的電壓應(yīng)力，工程師采用多電平直流變換器。隨著電平數(shù)的增加，箝位二極管和飛跨電容的數(shù)量也相應(yīng)增加，而且飛跨電容電壓的檢測(cè)和控制也變得更加復(fù)雜。因此，據(jù)中電華星電源工程師介紹，對(duì)于輸入電壓等級(jí)較高的直流變換器，輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)(ISOP，input series output paralle1)型的變換器結(jié)構(gòu)得到了廣泛的應(yīng)用。

ISOP型的變換器的特點(diǎn)是：單個(gè)變換器的輸入電壓減少至Vin／n(Vin為輸入電壓，n為模塊數(shù)目)，輸出電流減少至Io／n(，n為輸出電流)，由于電壓應(yīng)力的減少，容易選擇功率器件功能，滿足高輸入電壓場合的需求；每個(gè)模塊只承擔(dān)Po／n的功率，便于單個(gè)模塊設(shè)計(jì)和系統(tǒng)設(shè)計(jì)；利用交錯(cuò)控制技術(shù)能夠減少輸出電流紋波、減少輸出濾波器件體積和提高動(dòng)態(tài)性能；使用低電壓等級(jí)的MOSFET，通態(tài)電阻非常小，可提高效率。但由于該變換器中兩個(gè)模塊的器件參數(shù)，如高頻變壓器、導(dǎo)通占空比以及輸入電容等器件參數(shù)不一致，將導(dǎo)致分壓電容不均壓。若不采取有效措施，會(huì)使開關(guān)管承受的反壓不一致，系統(tǒng)可靠性降低。因此該結(jié)構(gòu)的關(guān)鍵技術(shù)是保證分壓電容均壓。

串聯(lián)分壓的控制方案有主從控制、雙環(huán)控制、三環(huán)控制等多種方式。這些控制方式優(yōu)點(diǎn)是能精確控制輸入均壓，但也有諸多缺點(diǎn)：控制系統(tǒng)復(fù)雜，降低了電源整體可靠性；每個(gè)電源需要獨(dú)立的輔助電源，會(huì)導(dǎo)致電源的體積、復(fù)雜性增大。在輸入電容容量較小的情況下，采用上述串聯(lián)控制方式時(shí)會(huì)出現(xiàn)啟動(dòng)不同步而拉偏分壓，導(dǎo)致無法正常工作的現(xiàn)象。要解決該問題只能增大輸入電容并引入電源同步信號(hào)。這會(huì)增大電源體積及復(fù)雜度。本文提出了以反激變換器作為組合式變換器的基本模塊，采用單芯片控制，同步驅(qū)動(dòng)的方案，從拓?fù)涞脑砩蠈?shí)現(xiàn)了輸入串聯(lián)均壓。

1 電源基本結(jié)構(gòu)及工作原理

反激變換器由于結(jié)構(gòu)簡單、成本較低、可方便得到多路隔離輸出、性能可靠等優(yōu)點(diǎn)，得到了廣泛的應(yīng)用 。特別適合輸出中小功率電源的應(yīng)用場合。

本文以反激變換器作為組合式變換器的基本模塊，各個(gè)模塊輸入串聯(lián)分壓，并聯(lián)輸出，采用一個(gè)芯片進(jìn)行閉環(huán)控制，芯片發(fā)出的PWM經(jīng)過隔離變壓器同步驅(qū)動(dòng)每個(gè)模塊的MOSFET，此結(jié)構(gòu)既保留了反激變換器簡單、可靠性高的優(yōu)點(diǎn)，同時(shí)使原邊開關(guān)管只承受較低的輸入直流母線電壓，從而使得在高輸入電壓場合應(yīng)用現(xiàn)有低壓MOSFET成為可能。電源結(jié)構(gòu)示意圖如圖1所示。

該拓?fù)漭斎胗啥鄠€(gè)分壓電壓單元(分壓單元1~N)通過反激拓?fù)?包含反激變壓器TX1一TXn，功率開關(guān)管Q1～Qn)串聯(lián)，輸出通過二極管(D1～Dn)連接到一起，經(jīng)過輸出濾波電容濾波后給負(fù)載供電。為保證均壓硬件上增加了均壓電阻R1～Rn，均壓電容C1～Cn構(gòu)成的并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)，進(jìn)一步保護(hù)電源在高壓空載時(shí)不會(huì)出現(xiàn)分壓嚴(yán)重偏移的問題，電源輸人端增加了TVS1～ TVSn進(jìn)行保護(hù)。

該拓?fù)涞墓ぷ髟砗蛢?yōu)點(diǎn)如下：

① 由一個(gè)芯片控制。由一個(gè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)經(jīng)隔離變壓器后同步驅(qū)動(dòng)各個(gè)開關(guān)管，具有天然的均壓特性。因反激變換器的特性，每個(gè)電源的輸出電壓被箝位一致，每個(gè)MOSFET的驅(qū)動(dòng)完全一致，在單個(gè)PWM周期內(nèi)，假設(shè)其中模塊N的輸人電壓較高，則此模塊在該周期內(nèi)必然會(huì)傳輸更多的能量，從而導(dǎo)致模塊輸入電壓降低，其余模塊的輸入電壓升高，從而保持了每個(gè)模塊輸入電壓的自然均壓。該均壓過程作用在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，保證了電源的實(shí)時(shí)均壓。

② 只需要一個(gè)啟動(dòng)電路。因?yàn)樵呏挥幸粋€(gè)控制芯片，所以只需要一路啟動(dòng)電源即可工作，所有串聯(lián)模塊采用同一路驅(qū)動(dòng)信號(hào)開關(guān)動(dòng)作，從而避免了因?yàn)閱?dòng)不同步而導(dǎo)致的不均壓問題。

③ 啟動(dòng)、突加載均壓良好。電路本身固有的均壓特性保證了動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)的輸入均壓，實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)也證實(shí)了理論分析的正確性，在空載啟動(dòng)、滿載啟動(dòng)、100％ 負(fù)載切換等狀況下電源的各個(gè)模塊均壓特性良好。

④ 電源結(jié)構(gòu)簡單可靠。電源實(shí)現(xiàn)方式簡單，器件少，可靠度高。由于輸出并聯(lián)帶來的單個(gè)電源模塊的功率降低，散熱面積增大，電源溫升更小，增加了電源的可靠性。

該方案從拓?fù)湓砩细窘鉀Q了分壓不均的問題，在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)模塊之間自動(dòng)均壓，調(diào)節(jié)速度快。在電源空載或者短路時(shí)，因電源無輸出功率，均壓主要通過均壓電阻控制。為進(jìn)一步保護(hù)電源在高壓空載時(shí)不會(huì)出現(xiàn)分壓嚴(yán)重偏移的問題，電源又增加了一級(jí)TVS保護(hù)，保證每個(gè)電源單元最大輸入電壓不超過設(shè)定值，而空載功耗很小，所以即使出現(xiàn)單個(gè)模塊輸入電壓超過設(shè)定值，TVS動(dòng)作只需要極小的放電電流即可完成調(diào)整。

2 電源仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證理論的正確性，以輸入兩個(gè)模塊串聯(lián)輸出兩個(gè)并聯(lián)為例搭建了基于SIMPLIS的仿真模型，仿真原理圖如圖2所示。其中TX1、D1、Q1以及PWM1組成分壓單元1，TX2、D2、Q2以及PWM2組成分壓單元2。

輸入電壓設(shè)定為2000 V，采用兩級(jí)模塊分壓，驅(qū)動(dòng)采用同樣參數(shù)的PWM模塊，模擬實(shí)際中的變壓器同步驅(qū)動(dòng)，變壓器匝比為70：8，原邊電感量為2．5mH，占空比設(shè)定為10％ 。Q1與Q2耐壓大于2000V，D1與D2耐壓600 V。

用仿真模型分別仿真了輸出短路、輸出空載、輸出滿載等工況，圖3為輸出滿載工況下兩個(gè)均壓模塊的輸出電壓及兩者之間的偏差電壓。模塊1與模塊2的輸出電壓 。V1、V2的有效值均為1000 V，偏差(Vo)小于1V，結(jié)果表明兩個(gè)均壓模塊實(shí)現(xiàn)了良好的均壓效果，證明該方案的良好特性。

根據(jù)該方案設(shè)計(jì)一款高壓輸人電源，電源參數(shù)為：輸入電壓2000 V；輸出電壓12 V；輸出功率50 W；磁芯PQ3230；變壓器匝比70：8；原邊電感2．5 mH。

分別在空載啟動(dòng)、滿載啟動(dòng)、輸出負(fù)載切換、輸出短路等各種工況對(duì)電源進(jìn)行了測(cè)試，測(cè)試在各種不同工況下，模塊單元1和單元2輸入電壓V1 、V2 的變化情況。實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖4～圖8所示。可以看出在電源工作正常時(shí)均壓效果良好，只是在短路狀況下均壓才有偏差，大偏差為120 V左右，完全滿足規(guī)格要求。

3 結(jié)束語

通過理論分析、仿真分析及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，中電華星電源工程師采用的基于反激拓?fù)涞膯涡酒刂戚斎氪?lián)均壓拓?fù)渚哂幸韵绿攸c(diǎn)：① 從拓?fù)涞脑砩蠈?shí)現(xiàn)了串聯(lián)模塊之間的均壓，均壓效果良好；② 該方案器件少，簡單可靠，具有較好的工程應(yīng)用前景。