通過(guò)配置相應(yīng)管腳或?qū)?nèi)部編程可以實(shí)現(xiàn)以下功能。

　　2．1 靈活控制器件的啟動(dòng)／關(guān)斷特性

　　上電過(guò)程中，當(dāng)輸入電壓不夠時(shí)，將內(nèi)部電路置于靜止?fàn)顟B(tài)，器件不工作；輸入電壓開(kāi)始等于并超出正常的起始門(mén)限（2．95V）時(shí)，激活內(nèi)部電路，控制器件開(kāi)始工作。電壓穩(wěn)定后，當(dāng)輸入電壓幅度再次降低到關(guān)閉門(mén)限（2．8V）時(shí)，器件停止工作。另外，由于內(nèi)部比較器的滯后作用和2．5μs上升與下降沿抗尖峰電路的存在，降低了由于混入輸入電壓內(nèi)的噪聲而引起器件瞬間關(guān)斷的可能性。

　　2．2 自定義啟動(dòng)時(shí)間

　　通過(guò)在SS／ENA（慢啟動(dòng)／芯片使能）管腳和AGND（模擬地）管腳之間加一個(gè)小電容（Css）能夠達(dá)到延長(zhǎng)啟動(dòng)時(shí)間的目的，延遲時(shí)間的計(jì)算公式為

　　2．3 設(shè)定轉(zhuǎn)換頻率

　　轉(zhuǎn)換頻率可以被設(shè)定為固定的350kHz或550kHz內(nèi)部振蕩器頻率，也可以被設(shè)定為可調(diào)的280kHz～700kHz。振蕩頻率的設(shè)定由SYNC和RT管腳共同決定，當(dāng)SYNC懸空或接地，而RT懸空時(shí)，轉(zhuǎn)換頻率為350kHz；當(dāng)SYNC接入大于2．5V的電壓，而RT懸空時(shí)，轉(zhuǎn)換頻率為550kHz；當(dāng)SYNC懸空，而RT與地之間接入68k到180k之間的電阻時(shí)，轉(zhuǎn)換頻率為可調(diào)的280kHz～700kHz。

　　2．4 過(guò)電流保護(hù)

　　判斷電流流向，當(dāng)電流從VIN流向PH時(shí)，啟動(dòng)高端場(chǎng)效應(yīng)管和差分放大器，器件能夠感知流經(jīng)高端場(chǎng)效應(yīng)管和差分放大器的電流，并將之與過(guò)電流門(mén)限進(jìn)行比較，限流操作在每開(kāi)關(guān)周期內(nèi)進(jìn)行。當(dāng)達(dá)到限流門(mén)限時(shí)，高端場(chǎng)效應(yīng)管會(huì)在200ns時(shí)間內(nèi)關(guān)斷，在吸收電流過(guò)量時(shí)，由熱關(guān)斷電路進(jìn)行負(fù)載保護(hù)。

　　2．5 熱關(guān)斷

　　當(dāng)溫度超出150℃時(shí)，使用熱關(guān)斷電路關(guān)閉內(nèi)部場(chǎng)效應(yīng)管的電源，當(dāng)溫度低于熱關(guān)斷觸發(fā)點(diǎn)10℃時(shí)，器件停止關(guān)斷狀態(tài)，并在慢啟動(dòng)電路的控制下重新開(kāi)始工作。

　　3 基于TPS54310的SOC電源電路設(shè)計(jì)

　　參考SWIFT De signer軟件，設(shè)計(jì)了基于TPS54310的TMS3320DM64xX SOC的三種電源電路，以3．3V I/O電源電路為例（參見(jiàn)圖3），其主要步驟如下。

　　3．1 選擇轉(zhuǎn)換頻率

　　由前節(jié)的特性分析可知，轉(zhuǎn)換頻率分為固定和可調(diào)兩種。由于SYNC設(shè)置的固定頻率誤差為±20％，不符合SOC系統(tǒng)的高精度要求，因而選用頻率可調(diào)的方式。

　　3．2 選擇輸入電容

　　TPS54310的輸入端需要一個(gè)去耦電容（圖3中的C9）和一個(gè)大電容（圖3中的C1）。去耦電容用于降低器件輸入端的高頻噪聲，選擇陶瓷電容并盡量使之與芯片靠近放置以保證完全起作用；大電容用于降低輸入總線的電壓波動(dòng)，如果選擇的去耦電容足夠大（10μF以上），能夠進(jìn)行足夠的濾波，則大電容可以省略。決定是否需要大電容的因素有：

　?。?）系統(tǒng)輸入電源允許的最大波動(dòng)值（Vrip），為保證正常工作，Vrip卻應(yīng)該低于300mVpp，根據(jù)式（3）有

　　式中：Vin為沒(méi)有大電容時(shí)的實(shí)際最大的峰峰波動(dòng)電壓值；

　　IOUT（MAX）為最大的直流負(fù)載電流；

　　fsw為選擇的轉(zhuǎn)換頻率，如果Vin值大于Vrip的值，則需要大電容。

　?。?）如果加了一個(gè)大電容，該電容能夠降低在高端場(chǎng)效應(yīng)管啟動(dòng)時(shí)間內(nèi)產(chǎn)生的電流脈沖所帶來(lái)的輸入電壓的變化，而流經(jīng)大電容的匹配電阻（ESR）的電壓也會(huì)帶來(lái)波動(dòng)，因而要求使用大電容和小匹配電阻。

　　3．3 選擇輸出濾波器組件

　　輸出濾波器組件包括輸出電感（圖3中的L1）和輸出電容（圖3中的C2）。選擇輸出電容需要考慮三個(gè)因素：直流額定電壓、額定的波動(dòng)電流和最大的輸出波動(dòng)電壓，其直流額定電壓至少大于輸出電壓的10％。

　　3．4 選擇補(bǔ)償組件

　　如圖3所示，C7、R3、C6和R5、R1、C8共同構(gòu)成電路補(bǔ)償回路網(wǎng)絡(luò)。當(dāng)設(shè)計(jì)補(bǔ)償時(shí)，需要考慮很多因素，首先，根據(jù)式（4）檢測(cè)補(bǔ)償?shù)恼`差放大器允許的最大帶寬，設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)該使實(shí)際的帶寬小于FRW。

　　然后，根據(jù)式（5）計(jì)算所需的的回路交叉頻率FCO，F(xiàn)BW的值由式（4）得出。

　　式中：FCO為所需的回路交叉頻率；

　　LOUT為選擇的輸出電感。

　　最后計(jì)算R2，C7、R3、C6和R5、R1、C8的值。首先選擇R1和R2的值，這兩個(gè)電阻值決定了輸出電壓的值，因而必須是0．1％精度電阻。R1的范圍在10kΩ到50kΩ之間，然后根據(jù)式（6）計(jì)算出指定輸出的電壓值，再確定R2的值。然后利用式（

　　關(guān)鍵字：TPS54310 SOC 電源電路設(shè)計(jì)

　　7）一式（11）選擇C7、R3、C6和R5、C8的值。

　　3．5 選擇慢啟動(dòng)時(shí)間

　　由式（1）可知，在SS／ENA管腳上連接的電容使啟動(dòng)延遲了16ms。

　　如圖3所示，Vin為輸入端，Vo為輸出端；R2用于決定輸出電壓的值；100μF的C1和47μF的C9共同構(gòu)成了輸入信號(hào)的去耦合器；C7、R3、C6和R5、R1、C8共同構(gòu)成電路補(bǔ)償回路網(wǎng)絡(luò)；L1和C2作為輸出信號(hào)的濾波器；RT引腳接了一個(gè)178kΩ的電阻而SYNC懸空，即內(nèi)部的轉(zhuǎn)換頻率在280kHz到700kHz之間可調(diào)，由式（2）可得，

　　另外，在實(shí)際設(shè)計(jì)中，為了保證輸入信號(hào)的噪聲盡可能小，還應(yīng)該在電源與輸入引腳之間連接一個(gè)LC濾波器。

　　對(duì)芯片的輸出特性進(jìn)行了軟件仿真分析，如圖4所示，當(dāng)設(shè)定輸入電壓為5V，輸出電壓為3．3V，轉(zhuǎn)換頻率為280kHz時(shí)，其實(shí)際輸出電壓在3．191V到3．358V之間，最大誤差為3．3％，具有較高的精度和穩(wěn)定度；輸出電流為3A，具有較強(qiáng)的驅(qū)動(dòng)能力；實(shí)際的轉(zhuǎn)換頻率在252kHz到300kHz之間，滿足系統(tǒng)對(duì)電源響應(yīng)速度的要求；功耗與效率相關(guān)，效率越高，在負(fù)載功耗一定的情況下，系統(tǒng)總功耗就越低，芯片的最低效率達(dá)到91％，完全滿足系統(tǒng)的低功耗要求。由上述分析可知，該電路工作性能良好。

　　1．2V電源電路和1．8VI／O電路的產(chǎn)生方法與上述方法相同。通過(guò)核電源與I／O電源產(chǎn)生電路之間加入延遲電路來(lái)保證上電時(shí)序的正確性。圖5顯示的就是以TPS54310為基本核心的多組電路TMS320DM64xx電源的原理圖。

　　4 結(jié)語(yǔ)

　　以高性能DC／DC調(diào)節(jié)器TPS54310為核心設(shè)計(jì)的TMS320DM64xx SOC電源電路，能夠提供穩(wěn)定精準(zhǔn)的核電壓和I／O電壓，外部附加簡(jiǎn)單的延時(shí)電路可以保證正確的上電時(shí)序，能夠?yàn)镾OC系統(tǒng)建立可靠的電源電路，正確實(shí)現(xiàn)SOC系統(tǒng)的功能。