要滿足苛刻的頻率合成器要求，通常需要做到一定程度的設計靈活性?；镜逆i相環(huán)（PLL）頻率合成器能以低成本、高空間效率、低功耗封裝提供合理的頻譜純度和頻率捷變，因此它在射頻（RF）系統(tǒng)核心位置發(fā)揮作用已經(jīng)有段時間了。但是，在要求快速切換速度、低相位噪聲或低雜散信號電平的場合，有必要使用更為復雜的架構。通過正確的設計方法，結合使用現(xiàn)代低成本高集成度的PLL和直接數(shù)字合成器（DDS）集成電路（IC）可以極大地促進高性能架構的實現(xiàn)。

大部分高頻系統(tǒng)都使用傳統(tǒng)的基于整數(shù)分頻器的設計（圖1）或基于分數(shù)N分頻器的設計。不管是使用哪種設計，聯(lián)合使用單個通用頻率合成器IC和一個外部壓控振蕩器（VCO）通常都可以實現(xiàn)要求的功能。VCO功能可以用IC、模塊或分立元件解決方案甚至在合成器芯片內(nèi)部實現(xiàn)，具體取決于所要求的頻率范圍、相位噪聲性能以及空間、成本和功耗約束條件。最終設計通常以制造商的應用筆記為基礎，并且一般可以使用可下載的應用程序完成合成器的寄存器加載和相位檢測器增益的設置等功能。

圖1：像這種基于整數(shù)分頻器的頻率合成器對許多應用來說都非常有用。

不過，對于要求非常高的某些應用來說，基本架構的性能也許遠遠滿足不了要求，特別是在相位噪聲、雜散信號電平以及頻率切換速度方面。多普勒雷達系統(tǒng)中使用的頻率合成器以及工作在微波頻率、使用快速頻率切換和/或高階調(diào)制方案的通信系統(tǒng)就是這種應用的很好例子。

舉例來說，如果一個應用要求整數(shù)PLL合成器有高的輸出頻率、相對小的調(diào)諧步長（這意味著高的分頻比），這將導致環(huán)路帶寬內(nèi)產(chǎn)生很高的相位本底噪聲［因為相對于輸出的相位檢測器噪聲將增加20log（N）］。比如在5GHz輸出頻率和100kHz信道間隔情況下所需的分頻比是50000，這將導致94dB環(huán)路帶寬內(nèi)的本底噪聲超過相位檢測器的噪聲（在1Hz帶寬內(nèi)的典型值約為-75dBc）。典型的小數(shù)N頻率合成器IC在1Hz帶寬的噪聲指標可以達到-85dBc左右。

雖然直接模擬頻率合成器（一般由開關可選的倍頻器、混頻器和濾波器組成）在切換速度和相位噪聲方面可能比較優(yōu)秀，但它們的實現(xiàn)通常太過復雜，特別是當要求很好的雜散信號性能時。數(shù)字直接合成器（DDS）可以提供精細的調(diào)諧步長、快速頻率切換速度和良好的相位噪聲，但不采用額外倍頻器的話，無法直接提供微波頻率輸出。

雖然不是專門用于這樣的設計，但為更常見應用開發(fā)的PLL和DDS類型器件通?？梢杂米鞲鼮閺碗s、更高性能架構中的構建模塊。圖2顯示了一個基于PLL的架構例子，這種架構完全可以用來提高相位噪聲性能。在這個例子中，VCO輸出在連接到頻率合成器IC輸入之前先下變頻到一個低得多的頻率。這樣需要的分頻比就降低了，從而減少了來自相位檢測器的噪聲貢獻。對于圖示所示例子來說，分頻比將從50000降低到2000，環(huán)路帶寬內(nèi)的相位本底噪聲極限將改善28dB到-103dBc。如果是寬帶應用，可以采用多級下變頻電路，本振（LO）頻率則通過開關選擇以保持較低的N值。

圖2：在這種架構中，通過先將待穩(wěn)定的VCO頻率進行下變頻可以最大限度地減小相位檢測器噪聲。