由于汽車多媒體信息處理（如，信息娛樂產(chǎn)品）中的高性能微處理器所需的功率不斷增加，產(chǎn)生了抗干擾能力、EMI和環(huán)路補償?shù)戎T多設(shè)計問題。平均電流模式控制（ACMC）有助于解決這些問題，特別是在汽車信息娛樂應(yīng)用中。本文具體闡述了ACMC，并說明基于電流模式控制的設(shè)計為信息娛樂應(yīng)用帶來的優(yōu)勢。我們以MAX5060/MAX5061為例說明ACMC的工作原理，并對數(shù)據(jù)資料所提供的內(nèi)容進行了補充。

定義設(shè)計目標(biāo)

具體的汽車信息娛樂終端都會對電源管理提出一組獨特的技術(shù)、商業(yè)上的要求。最重要的設(shè)計考慮包括效率、尺寸、EMI、瞬態(tài)響應(yīng)、設(shè)計復(fù)雜性和成本。所有參數(shù)都間接地與電源的開關(guān)頻率相關(guān)，這一重要參數(shù)的選擇可以使上述要求達到合理折中。

ACMC的優(yōu)勢

對于大電流輸出（5A至25A）轉(zhuǎn)換器，在電流模式控制（CMC）技術(shù)中降低電流檢測電阻有助于提高效率。這里，CMC指帶有峰值電流檢測的固定頻率工作模式。然而，這種方式存在一個缺點：CMC使轉(zhuǎn)換器對噪聲非常敏感。電流較大時，即使最好的PCB布線也不能完全抑制疊加在電流檢測信號上的噪聲。為了解決這個問題，可以選擇電壓模式控制VMC，這是一種傳統(tǒng)的并經(jīng)過驗證的技術(shù)。VMC提高了抗干擾能力和轉(zhuǎn)換效率，但需要一定的環(huán)路補償設(shè)計才能達到可接受的性能指標(biāo)。

ACMC設(shè)計基礎(chǔ)

ACMC技術(shù)結(jié)合了VMC的抗干擾能力和效率與CMC的穩(wěn)定性，圖1所示為ACMC降壓轉(zhuǎn)換器的功能框圖。

為了更好地理解ACMC，我們首先回顧一下CMC的原理。觀察圖1，如果除去電流誤差放大器（CEA）和鋸齒波發(fā)生器，電流檢測放大器的輸出將連接到PWM比較器的反相端，電壓誤差放大器（VEA）的輸出將連接到同相端。結(jié)果形成一個控制電感電流（內(nèi)環(huán)）和輸出電壓（外環(huán)）的雙環(huán)系統(tǒng)。

如上所述，在大電流輸出應(yīng)用中，希望電流檢測電阻RS （見圖1）盡可能小，以降低轉(zhuǎn)換器的功耗。但這樣做的結(jié)果是將一個微弱的信號引入噪聲環(huán)境中，在系統(tǒng)中表現(xiàn)為抖動。

在ACMC結(jié)構(gòu)中，電流檢測信號送入CEA（圖1）的反相輸入端，而VEA在CEA的同相輸入端調(diào)節(jié)電感電流。通過反饋網(wǎng)絡(luò)補償CEA，可以完成一系列操作：調(diào)節(jié)電流檢測信號以獲得最大直流增益（對于降壓轉(zhuǎn)換器，電感的直流電流等于轉(zhuǎn)換器的輸出電流）；使實際的電流檢測信號不受阻礙地通過放大器；最后，抑制疊加在信號上的高頻開關(guān)噪聲。CEA的高直流增益可使這種控制方案精確地控制輸出電流。而CMC對電流檢測信號的平坦增益會在輸入電壓變化時導(dǎo)致電流的峰值與均值誤差。如圖1，CEA的輸出與斜坡電壓進行比較產(chǎn)生一個期望的PWM信號來驅(qū)動功率MOSFET。

圖2顯示了圖1的控制波形，注意與鋸齒波進行比較的電感電流信號iL （紅色標(biāo)示）是反向的。PWM比較器之后的SR鎖存器可避免由噪聲引起的信號跳變。同樣，時鐘信號復(fù)位鋸齒坡電壓，從根本上消除了由于噪聲尖峰而過早關(guān)斷MOSFET的可能。這種控制架構(gòu)的另一個特點是當(dāng)占空比超過50%時不需要斜坡電壓補償，因為鋸齒坡信號已經(jīng)提供了這種補償。

對于圖1所示降壓轉(zhuǎn)換器，內(nèi)環(huán)用于補償輸入電壓的變化。隨著輸入電壓的增加，CEA電流信號的下降斜率更陡峭（圖2），從而使占空比變窄。外環(huán)用于補償由負載變化引起的輸出電壓變化，由于電感電流由VEA處理，電源表現(xiàn)為一個單極點響應(yīng)，從而簡化了電壓補償環(huán)路。

CEA補償非常簡單，MAX5056/MAX5061數(shù)據(jù)資料提供了需要遵循的準(zhǔn)則。MAX5060/MAX5061 DC-DC轉(zhuǎn)換器可處理上述設(shè)計問題，并且具有高效、低噪聲和高性價比特性。圖3說明了器件中帶有補償網(wǎng)絡(luò)的CEA架構(gòu)，推薦使用該補償網(wǎng)絡(luò)的原因是CEA沒有提供到其反相輸入端的直接通路。注意：CEA是跨導(dǎo)放大器，與標(biāo)準(zhǔn)運算放大器相比具有較高的輸出阻抗。

為了優(yōu)化電流環(huán)路，電感電流iL （圖2中的紅色信號）的下降斜率將跟隨鋸齒電壓的斜率，而且iL不能超過斜坡電壓，否則將會發(fā)生諧振和不穩(wěn)定。

忽略同步整流器的壓降，降壓轉(zhuǎn)換器的電感電流下降斜率可由下式給出：

IC的最大輸入電壓為28V。如果轉(zhuǎn)換器需要承受高達72V的電壓時，推薦使用圖5電路。此電路還能提供反向輸入電壓保護。

2.同步開關(guān)頻率

同步開關(guān)頻率是信息娛樂系統(tǒng)避免敏感負載受到DC-DC轉(zhuǎn)換器干擾的重要舉措，這些敏感負載，包括汽車無線電廣播系統(tǒng)、TV調(diào)諧器、顯示器和導(dǎo)航系統(tǒng)等。這些器件可通過以下途徑實現(xiàn)同步：使DC-DC轉(zhuǎn)換器工作在自激振蕩模式，然后利用高性能處理器將其同步到所要求的頻率。MAX5060/MAX5061工作在一個范圍為125kHz至1.5MHz的可同步振蕩頻率。

如果不能將MAX5060/MAX5061與外部時鐘同步，或轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率產(chǎn)生過強的EMI，則可選擇擴頻振蕩器，如DS1090U-16擴頻振蕩器，如圖6所示，來驅(qū)動SYNC引腳。本例中，DS1090U-16的外部電阻將頻率設(shè)置在300kHz，頻率抖動范圍為±4%，即12kHz。抖動比例不應(yīng)太高，因為擴頻會引起系統(tǒng)環(huán)路的相位偏移，需要進行補償。有關(guān)DS1090的頻率計算可參考應(yīng)用筆記3692：DS1090頻率計算器。

3.升/降壓工作

MAX5060/MAX5061也可實現(xiàn)升/降壓轉(zhuǎn)換（圖7）。

注意：圖7中的電容C1和C2需要比輸出相同電流的降壓轉(zhuǎn)換器承受更大的紋波電流，另外，圖中的兩個電感可以用同一磁心繞制，L1、L2的同名端如圖7所示。如果使用獨立的電感，則可忽略繞制方向問題。

MAX5060/MAX5061的CSA共模范圍可以擴展到0至5.5V，設(shè)計輸出電壓大于5V的轉(zhuǎn)換器時，可以選用以下兩個電路。圖8電路使用了一個現(xiàn)成的電流檢測變壓器，圖9電路使用一個電阻橋。選用1%電阻進行設(shè)計，為減小電阻kRS的尺寸和功耗，將VRS偏置在5V。EAN輸入應(yīng)設(shè)為0.6V，需要一個獨立的分壓器。

結(jié)論

雖然CMC DC-DC轉(zhuǎn)換器已經(jīng)備受設(shè)計者的青睞，但利用廉價檢流電阻提供高效率轉(zhuǎn)換的要求暴露出了CMC的主要缺陷：對噪聲的敏感性。MAX5060/MAX5061所采用的ACMC技術(shù)解決了噪聲敏感度等問題。ACMC可使DC-DC轉(zhuǎn)換器設(shè)計滿足高性能微處理器的要求，特別是汽車多媒體終端的高性能微處理器。

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