匹配需求
在傳輸線驅(qū)動應(yīng)用中,電路輸出阻抗非常重要。傳輸線阻抗由導(dǎo)體和絕緣體的物理尺寸決定,必須在發(fā)送端和接收端同時達(dá)到匹配,才能把信號反射降到最小。當(dāng)驅(qū)動電路和接收端特征阻抗不完全匹配時,并不能將所有信號能量傳送給負(fù)載。部分能量被反射回來,使傳送給負(fù)載的信號出現(xiàn)失真(有時甚至完全抵消)。RF工程師在同軸電纜上需要精確的50Ω匹配,視頻傳輸工程師在所采用的電纜上需要精確的75Ω匹配,而廣播設(shè)備工程師在音頻電路上需要精確的600Ω匹配。其他的標(biāo)準(zhǔn)匹配值有110Ω、120Ω和500Ω。匹配要求并不僅限于模擬信號。數(shù)字信號同樣依靠精確的線路匹配才能實現(xiàn)無誤碼高速傳輸。
無源阻抗匹配
匹配的常用方法是使用具有較低輸出阻抗的緩沖放大器,增加一個滿足要求的串聯(lián)電阻。當(dāng)前置緩沖放大器在整個帶寬內(nèi)具有低輸出阻抗時,該方法比較簡單。簡單添加電阻的方法存在的一個重要缺陷是:在緩沖輸出與匹配負(fù)載之間有6dB的信號損失,從而導(dǎo)致較嚴(yán)重的信號余量損失,特別是在單電源供電系統(tǒng)。
圖1所示的閉環(huán)緩沖放大器中,在反饋環(huán)路外部加入了串聯(lián)電阻,以設(shè)置放大器的等效輸出阻抗。

圖1. 簡單無源匹配
注意,在圖1中,負(fù)載電流IFORWARD由VO/RLOAD決定。
當(dāng)VIN等于零時,合成輸出阻抗ROUT由VO/IREVERSE決定。
這里,默認(rèn)運算放大器的閉環(huán)輸出阻抗在很寬頻帶內(nèi)保持非常低的阻值,可以忽略。因此,由所選電阻設(shè)置輸出阻抗。圖1中,串聯(lián)電阻RΘ設(shè)置IC1的輸出等效阻抗。RΘ = RLOAD = ROUT實現(xiàn)正確的后向匹配。運算放大器開環(huán)輸出阻抗表示為ROOL。
電壓增益由下式給出:

誤差項由下式給出:

輸出阻抗由下式給出:

誤差項由下式給出:

給出了運算放大器有限開環(huán)增益(AOP-AMP)導(dǎo)致的誤差。
假設(shè)理想運算放大器的開環(huán)增益為無窮大。

假設(shè)理想運算放大器的開環(huán)增益為無窮大。

圖1的優(yōu)點:
- 簡捷,選擇RΘ滿足所需的匹配值。
- 適當(dāng)?shù)亩搪繁Wo。
- R1-R2和RΘ之間沒有一階串?dāng)_。
- 支持反相和同相放大。
- 當(dāng)RΘ = RLOAD (后向匹配)時,放大器輸出引腳(V'O)和負(fù)載驅(qū)動點(VO)之間至少有6dB損耗。最大輸出峰峰值電壓擺幅總是小于電源總電壓的一半。
- 要求運算放大器增益帶寬加倍。
- 運算放大器開環(huán)輸出阻抗影響高頻結(jié)果。
輸出阻抗有源組合
值得慶幸的是可以找到一種方法設(shè)置輸出阻抗,降低增益損失。謹(jǐn)慎利用電壓差分放大器的正反饋,提高阻值較小的輸出電流檢測電阻,使其達(dá)到所需的最終值。
圖2. 單路運算放大器有源匹配
注意,圖2中,負(fù)載電流IFORWARD由VO/RLOAD決定。
當(dāng)VIN等于零時,組合輸出阻抗ROUT由VO/IREVERSE決定。
圖2所示的單路運算放大器同時具有正反饋和負(fù)反饋環(huán)路,由它們設(shè)置增益和輸出阻抗。RΘ與負(fù)載串聯(lián),用于采樣負(fù)載電流。R3和R4正反饋用于放大RΘ的等效值。為保持電路穩(wěn)定,必須以負(fù)反饋為主,這限制了增益。
包含運算放大器開環(huán)輸出阻抗,在環(huán)路增益開始衰減的高頻端,使ROOL能夠接近RΘ。
圖2所示電壓增益由下式給出:

誤差項由下式給出:

圖2輸出阻抗由下式給出:

給出運算放大器有限開環(huán)增益導(dǎo)致的誤差。
注意,圖2電路輸入與輸出信號反相。
假設(shè)理想運算放大器開環(huán)增益為無窮大,輸出阻抗為:

一般而言,[RΘ / [R3 + R4]]項 << [1 + R2 / R1][1 + R4 / R3]-1,因此,可以忽略。

假設(shè)理想運算放大器開環(huán)增益為無窮大,電壓增益為:

將輸出阻抗重新帶入增益公式:

通常,在反相匹配應(yīng)用中,RLOAD = ROUT。因此:

圖2的優(yōu)點:
- 大大降低了放大器輸出端(V'O)與負(fù)載驅(qū)動點(VO)之間的損耗。如果RΘ = 0.1RLOAD,損耗只有0.83dB。換句話說,與無源匹配的情況相比,大大提高了給定電源供電時的峰峰值輸出電壓擺幅。
- 主輸出具有適當(dāng)?shù)亩搪繁Wo。
- 使用方便。
- 正反饋和負(fù)反饋并存,為保持穩(wěn)定,需始終保持以負(fù)反饋為主。
- R1-R4之間存在串?dāng)_,只適合固定增益和匹配的情況。
- 只適用于反相放大架構(gòu)。
- 與完全負(fù)反饋架構(gòu)相比,正反饋會增大失真。
輸出阻抗測量
有幾種簡單的方法來測量電路的等效輸出匹配的阻抗模。待測電路輸出阻抗的測量如圖3所示,待測電路輸入接地。
圖3. 輸出阻抗測量
圖3a中最簡單的方法是針對特定頻率設(shè)置RSET,使|E2|等于?|E1|。RSET等效值等于待測電路的ZOUT,在測試頻率下,ZOUT表現(xiàn)為純電阻才會出現(xiàn)這種情況。任何電抗分量都會在所謂的“6dB”方法中引入較大誤差。
更精確的方法是調(diào)整RSET,使|E2|小于|E1| 20dB,由此:
|ROUT| = RSET / 9
特別是,RSET可以固定為待測標(biāo)稱電阻的10倍,E1和E2之比得出“ZOUT”值。
如果比值為40dB:
|ROUT|由RSET/99確定。
使用40dB比值時需要非常謹(jǐn)慎,原因是源電壓可能會大于待測電路的擊穿電壓,這取決于是否采用了低電壓運算放大器。
第二種方法是使用合適的網(wǎng)絡(luò)分析儀。
第三種方法為有源阻抗提升技術(shù),直接測量檢流電阻RΘ上的電壓和相位。從電壓差可以得出組合輸出阻抗為:
請參考圖2。

根據(jù)圖2,考慮R3和R4與輸出并聯(lián)的影響。

來自測試源的輸入驅(qū)動電壓是VO (在圖2中),運算放大器輸出的反射電壓是VO' (圖2中)。可以使用矢量電壓表提取出振幅和相位差。由Cosq進(jìn)一步修改VO'/VO比。該方法最大的缺點是在出現(xiàn)相對較大的信號電平時,需要確定RΘ上較小的電壓差。
設(shè)計
如果要求在特定輸出阻抗下保證放大器與最終輸出之間損耗最小,可以選擇圖2所示電路。RLOAD和ROUT都是已知量。選擇RΘ盡可能小,以確保整個電路穩(wěn)定。RΘ應(yīng)該“提升”多大? 比較合理的上限值是x10 (即,RΘ = 0.1 RLOAD)。這將產(chǎn)生0.83dB的匹配損耗。應(yīng)對每一情況進(jìn)行詳細(xì)分析,但是,某些變量,例如開環(huán)輸出電阻,很難和數(shù)據(jù)資料規(guī)范保持一致。電阻提升的越多,正反饋就越大,相位余量減小,增大了閉環(huán)失真。最終選擇的“提升”值將是匹配損耗和其他閉環(huán)參數(shù)的最佳折衷,應(yīng)選擇具有單位增益穩(wěn)定性的運算放大器。
確保負(fù)反饋環(huán)路時間常數(shù)控制整個環(huán)路,這意味著理想情況下,正反饋環(huán)路應(yīng)在負(fù)反饋環(huán)路之前開始衰減。請參考圖2,負(fù)反饋環(huán)路的一階時間常數(shù)(TC)是:

正反饋環(huán)路的時間常數(shù)為:

CCOM = 運算放大器同相和反相端輸入的共模電容,設(shè):TC(-) < TC(+)。
假設(shè)運算放大器輸入電容大于反饋環(huán)路電阻的雜散電容。在寬頻帶應(yīng)用中,最好將R1-R4分成兩個阻值相等的電阻,有效減小雜散電容。
如果實際電路沒有自激,可能存在帶內(nèi)響應(yīng)尖峰??梢圆捎眯⌒盘?50mV至100mV)正弦波掃描電路,對此進(jìn)行檢查,確定并畫出閉環(huán)頻率響應(yīng)(帶負(fù)載),調(diào)整反饋時間常數(shù)糾正任何帶內(nèi)尖峰。
例1
600Ω單端音頻電纜有源匹配。電源電壓 = +5V
增益 = 1 (0dB)
ROUT = RLOAD = 600Ω
選擇匹配損耗 = 1dB
之所以選擇MAX4475運算放大器,是因為它具有極低失真,并具有優(yōu)異的帶寬和輸出驅(qū)動能力以及單位增益穩(wěn)定。

ROUT = RLOAD,增益 = 1。

出于測試目的,RLOAD = 600R,RΘ = 75R作為首選。RΘ = 0.125RLOAD。
R2 = 0.25R1
使R1 = 10k,那么R2 = 2.5k。使用R2 = 2.4k + 100R。那么:

假設(shè)RΘ,RLOAD = ROUT,如前所示。
這一比例提供了RΘ提升值。
R4 = 0.428R3
使R3 = 10k。那么,R4 = 4.28k。使用R4 = 4.3k。

圖4. 例1 (為簡單起見,沒有標(biāo)出電源去耦)
表1. 增益和頻率[0dB = 137.5mVRMS]
Frequency (kHz) | Gain (dB) | Phase (Deg) |
100 | -0.3 | 5.6 |
220 | -0.5 | 14 |
430 | -1.0 | 23 |
580 | -1.5 | 29 |
710 | -2.0 | 33 |
830 | -2.5 | 37 |
940 | -3.0 | 39 |
1050 | -3.5 | 47 |
1170 | -4.0 | 52 |
1370 | -5.0 | 62 |
表2. RSET = 6.2kΩ (圖3) 0dB = 486mVRMS電壓差
Frequency (kHz) | dB (across 6.2kΩ) | ROUT (Ω) |
100 | -21.5 | 517 |
220 | -21.8 | 502 |
430 | -22.4 | 468 |
580 | -23.2 | 429 |
710 | -24 | 392 |
830 | -24.6 | 364 |
940 | -25.2 | 340 |
1050 | -26 | 313 |
1170 | -26.6 | 287 |
1370 | -28 | 249 |
計算增益 = -0.18dB,數(shù)值如上所示。
計算輸出阻抗 = 572Ω。這一數(shù)值由R3+R4 || ROUT減去計算值得到。
例2
50Ω單端有源匹配的寬帶電纜驅(qū)動。電源電壓 = +5V
增益 = 1 (0dB)
ROUT = RLOAD = 50Ω
選擇匹配損耗 = 1dB
之所以選擇MAX4265運算放大器,是因為它具有極低失真,并具有優(yōu)異的帶寬和輸出驅(qū)動能力以及單位增益穩(wěn)定。
對于1dB匹配損耗。

出于測試目的,RLOAD = 50R,RΘ = 6.8R作為首選。RΘ = 0.136RLOAD。
R2 = 0.272R1
使R1 = 1k。那么,R2 = 272R。使用R2 = 270R作為首選。那么:

當(dāng)RΘ和RLOAD = ROUT時,如上所示。
這一比例提供了RΘ的提升值。
R4 = 0.472R3
使R3 = 1k。那么,R3 = 472R。使用R3 = 470R作為首選。

圖5. 例2 (為簡單起見,沒有標(biāo)出電源去耦)
表3. 增益和頻率0dB = 70mVRMS
Frequency (MHz) | Gain (dB) | Phase (Deg) |
1.0 | -0.3 | 0 |
2.0 | -0.3 | -3.5 |
4.0 | -0.4 | -10.25 |
6.0 | -0.7 | -16.5 |
8.0 | -1.0 | -23.5 |
10.0 | -1.3 | -30 |
15.0 | -2.3 | -44 |
20.0 | -3.5 | -58 |
30.0 | -7.0 | 87 |
表4. RSET = 510R (圖3) 0dB = 225mVRMS電壓差
Frequency (MHz) | dB Across 510Ω | Phase (Deg) | ROUT (Ω) |
1.0 | -21 | -3.2 | 45.4 |
2.0 | -21 | -4.4 | 45.4 |
4.0 | -21 | -7.25 | 45.4 |
8.0 | -21.8 | -14.5 | 41.45 |
10 | -22.1 | -15.5 | 40 |
20 | -23.7 | -21 | 33.3 |
計算增益 = -0.63dB,數(shù)值如上所示,考慮了沒有包含在R1中的額外50Ω源阻抗。
計算輸出阻抗 = 45.5Ω。這一數(shù)值由R3 + R4 || ROUT減去計算值得到。
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