COFDM系統(tǒng)中信道狀態(tài)信息的提取及其在軟判決中的應(yīng)用

與單載波系統(tǒng)相比，正交頻分復(fù)用（COFDM）系統(tǒng)應(yīng)用多個(gè)子載波傳送一個(gè)并行的數(shù)據(jù)流，經(jīng)過(guò)編碼和交織的數(shù)據(jù)流被調(diào)制于多個(gè)子載波上，在具有頻率選擇性的多徑衰落信道中，COFDM系統(tǒng)具有比單載波系統(tǒng)更好的抗衰落性能，所以COFDM技術(shù)在寬帶通信領(lǐng)域得到了日益廣泛的應(yīng)用。寬帶通信系統(tǒng)的無(wú)線信道通常具有頻率選擇性而且是時(shí)變的，其信道轉(zhuǎn)移函數(shù)無(wú)論在時(shí)域還是頻域都呈現(xiàn)出非均勻性。因此在COFDM系統(tǒng)中，在其解調(diào)端必須對(duì)其信道的變化進(jìn)行動(dòng)態(tài)的估計(jì)。

　　本文將基于COFDM系統(tǒng)中信道估計(jì)與均衡的結(jié)果，結(jié)合歐洲數(shù)字電視標(biāo)準(zhǔn)DVB-T中COFDM傳輸系統(tǒng)的具體要求，給出兩種提取信道狀態(tài)信息(CSI)的方法。

COFDM系統(tǒng)中的信道狀態(tài)信息

　　在時(shí)不變系統(tǒng)，如高斯白噪聲信道中，數(shù)據(jù)信號(hào)被調(diào)制于單載波上，在解調(diào)端所有的數(shù)據(jù)信號(hào)都被疊加了相同的平均噪聲功率。所以，在單載波通信系統(tǒng)中，對(duì)于被用于判決的接收信號(hào)而言，其判決的可靠性僅僅取決于接收到的信號(hào)數(shù)值與判決門(mén)限之間距離的比例關(guān)系。也就是說(shuō)，對(duì)位于同一載頻上的接收信號(hào)，無(wú)論在時(shí)域還是頻域都呈現(xiàn)出一定的均勻性，即其判決可靠性對(duì)于全體信號(hào)而言是公平的。

　　但是在實(shí)際的無(wú)線信道中還有其他因素影響接收信號(hào)的可靠性，COFDM系統(tǒng)在解調(diào)時(shí)必須予以考慮。在瑞利信道等典型的頻率選擇性衰落信道中，若COFDM發(fā)端信號(hào)以相同的功率被調(diào)制于多個(gè)載波上，但由于非均勻的信道特性，在解調(diào)端不同的載波上將具有不同的信噪比（SNR）。因此在進(jìn)行信號(hào)判決時(shí)，被調(diào)制到高信噪比載波上的數(shù)據(jù)相對(duì)于低信噪比載波上傳送的數(shù)據(jù)具有更高的判決可靠性。

　　這種在判決之前時(shí)變的先驗(yàn)可靠性信息稱(chēng)為信道狀態(tài)信息（CSI），它動(dòng)態(tài)地反映了信道的變化情況。由信道變化所帶來(lái)的這種非均勻的，即不公平的可信度，在軟判決譯碼時(shí)必須予以考慮。因此，在COFDM解調(diào)端的Viterbi譯碼之前，對(duì)CSI進(jìn)行提取是非常必要的，這也是多載波系統(tǒng)有別于單載波系統(tǒng)的一種非常重要而且獨(dú)特的結(jié)構(gòu)。

　　通常，信道狀態(tài)信息被定義為每個(gè)載波位置的信噪比。在高斯白噪聲信道下，僅對(duì)信號(hào)功率進(jìn)行估計(jì)就可以計(jì)算其CSI。但在頻率選擇性信道和在有效信號(hào)帶寬內(nèi)有窄帶干擾的信道中，每個(gè)子載波上的噪聲功率不盡相同，為了提高系統(tǒng)性能，就需要連續(xù)地對(duì)每個(gè)載波位置的噪聲功率進(jìn)行估計(jì)。利用信道估計(jì)和信道均衡的結(jié)果，我們可以很容易地得到信號(hào)功率的估計(jì)值，但是對(duì)噪聲功率的估計(jì)就比較困難。下面將給出兩種利用信道估計(jì)和均衡結(jié)果提取CSI的方法。

圖1：利用信道均衡結(jié)果提取CSI

COFDM系統(tǒng)中CSI的提取方法

　　利用COFDM系統(tǒng)前端信道估計(jì)和均衡的結(jié)果就可以對(duì)CSI信息進(jìn)行提取，實(shí)現(xiàn)框圖如圖1所示。圖中yk是接收到的信號(hào)，hk*是實(shí)際信道響應(yīng)hk的估計(jì)值，zk是實(shí)際發(fā)送信號(hào)xk的估計(jì)值。我們需要的就是zk位于不同載頻點(diǎn)上的SNR值。下面就介紹兩種提取CSI的方法。因COFDM特殊的數(shù)據(jù)處理過(guò)程，以下算法全部都在頻域進(jìn)行。

用歸一法求平均噪聲功率來(lái)獲得CSI

　　zk是實(shí)際發(fā)送信號(hào)xk的估計(jì)值，其SNR應(yīng)為所包含的有效信號(hào)功率與疊加到它上面的噪聲功率比值。由信道均衡結(jié)果可知：

式中Wk為信道中疊加的高斯白噪聲，Wk服從獨(dú)立正態(tài)分布。對(duì)上式兩端取均方：

其中δXk2為發(fā)射信號(hào)的平均功率，δw2是平均高斯噪聲功率。

可見(jiàn)上式中第一項(xiàng)為有效信號(hào)功率，第二項(xiàng)則為疊加在有效信號(hào)上的噪聲功率。由SNR的定義可得Zk點(diǎn)的信噪比：

　　在COFDM系統(tǒng)調(diào)制端，由于數(shù)據(jù)信號(hào)在進(jìn)行映射前，已經(jīng)過(guò)了加擾、交織等隨機(jī)化處理，因此應(yīng)為一常量，其數(shù)值僅僅與調(diào)制端映射時(shí)所采用的星座圖有關(guān)。因此其信噪比公式還可以簡(jiǎn)化為：

　　代入(2)式可知SNR可以表示為噪聲功率的倒數(shù)，在實(shí)際的實(shí)現(xiàn)中為了避免除法運(yùn)算，可以首先計(jì)算出平均噪聲功率：

　　Zk的均方功率δZk可以用歸一的方法求得，由于δXk2為一常量，再利用量化和查表映射即可得到信道狀態(tài)信息。圖2就是用歸一法迭代計(jì)算CSI的系統(tǒng)框圖，CSIk就是第k個(gè)載波位置的CSI值。

　　在信道衰落變化比較快的頻率選擇性信道中，必須經(jīng)過(guò)大量的統(tǒng)計(jì)平均才能夠反映出其噪聲的統(tǒng)計(jì)特性。圖2中的統(tǒng)計(jì)器，利用一個(gè)FIFO（先進(jìn)先出數(shù)據(jù)暫存器）不斷的更新數(shù)據(jù)并求其平均，系數(shù)ρ可以調(diào)節(jié)迭代速度，迭代的時(shí)間越長(zhǎng)，就越能夠反映信道中噪聲的統(tǒng)計(jì)特性，從而得到實(shí)時(shí)的信道狀態(tài)信息CSIK。而且，由于此時(shí)的CSI是長(zhǎng)時(shí)間的統(tǒng)計(jì)平均結(jié)果，這樣就消除了信道中窄帶干擾對(duì)于信道估計(jì)的影響。

利用信道的信號(hào)功率轉(zhuǎn)移函數(shù)作為CSI

由上述并觀察(3)式，可見(jiàn)SNR與信道功率轉(zhuǎn)移函數(shù)|hk*|2 成正比。

　　在信號(hào)衰落變化較慢的頻率選擇性信道中，信道噪聲的統(tǒng)計(jì)特性變化也是緩慢的，因此可利用|hk*|2直接作為信道狀態(tài)信息。這樣CSI的計(jì)算就變得比較簡(jiǎn)單，此時(shí)的CSI函數(shù)充分反映了信號(hào)功率隨信道衰落的變化情況。但是，由于沒(méi)有考慮到信道噪聲對(duì)SNR的影響，它只是粗略的等價(jià)于CSI，而且不能消除信道有效帶寬中存在的窄帶干擾。所以，用|hk*|2作為CSI只能適用于固定接收等衰落變化比較緩慢的信道，而不能適用于移動(dòng)接收等衰落變化比較快、而且存在窄帶干擾的信道。

CSI在軟判決譯碼中的應(yīng)用

　　如前文所述，在頻率選擇性信道，各個(gè)載波位置具有不同的SNR，所以提取出的CSIk數(shù)值也是波動(dòng)變化的，具有高CSI值的數(shù)據(jù)比低CSI值的數(shù)據(jù)有更高的可信度。在萊斯和瑞利等多徑衰落信道中，CSI值的變化范圍是很大的，所以我們必須對(duì)CSI的值設(shè)定門(mén)限，對(duì)CSI即數(shù)據(jù)的可靠性進(jìn)行均勻量化，將其設(shè)定為多個(gè)不同的可信度臺(tái)階。下面就將軟判決中的判決可信度與CSI結(jié)合起來(lái)共同說(shuō)明這一過(guò)程。

　　為了提高系統(tǒng)的性能，在Viterbi譯碼前對(duì)數(shù)據(jù)解映射時(shí)采用軟判決，即mi(QAM符號(hào)的第i比特)判決的可

靠性由數(shù)據(jù)符號(hào)位置到星座圖判決門(mén)限的距離來(lái)衡量。

圖3：均勻64QAM星座圖

圖3是歐洲D(zhuǎn)VB-T系統(tǒng)中所采用的均勻64QAM星座圖及其相應(yīng)的比特關(guān)系。

圖4：64QAM星座圖判決可信度的度量

圖4中的曲線表示了64QAM星座圖解映射時(shí)判決可信度的度量。在圖4中，曲線a是64QAM解映射第一位（b0）和第二位（b1）的度量值，曲線b是第三位（b2）和第四位（b3）的度量值，曲線c是第四位（b4）和第五位（b5）的度量值，b0和b1的判決門(mén)限為0，b2和b3的判決門(mén)限為+4和-4， b4和 b5的判決門(mén)限為+6、-6、+2和-2。

　　　根據(jù)QAM的信號(hào)特性，可知b0、b1的優(yōu)先級(jí)高于b2、b3、b4和b5，而b2和b3的優(yōu)先級(jí)高于b4和b5，這一特性可以用來(lái)作為可信度的度量。

　　由于CSI和mi與數(shù)據(jù)判決的可靠性有直接的關(guān)系，有了CSI和mi，就可以通過(guò)CSI乘以mi得到最后的可信度量值ri。

　　其中CSIk表示第k個(gè)載波位置的CSI值，i表示由第k個(gè)載波數(shù)據(jù)符號(hào)解映射輸出的第i比特位。

圖5：兩種CSI提取方法的性能比較

為了充分利用信道輸出信號(hào)的信息，提高譯碼的可靠性，可信度值r必須適當(dāng)?shù)亓炕?，然后再輸入到軟判決Viterbi譯碼器譯碼。量化越精確，則越能精確地反映接收碼元的可信度，從而使譯碼器性能接近于最大似然譯碼。

性能仿真分析

　　圖5是本文提出的兩種CSI提取方法的算法仿真，仿真基于歐洲數(shù)字電視DVB-T標(biāo)準(zhǔn)，其載波數(shù)為2048，采用2/3碼率收縮卷積碼，均勻64-QAM星座圖映射，保護(hù)間隔1/16。仿真分別在萊斯信道（F）和瑞利信道（P）中進(jìn)行，其信道參數(shù)依據(jù)于DVB-T標(biāo)準(zhǔn)所提供的信道模型。圖中1代表采用歸一法提取CSI，2代表用信號(hào)功率轉(zhuǎn)移函數(shù)代替CSI，由圖可見(jiàn)歸一法具有更好的性能。比較萊斯信道（F）和瑞利信道（P）可見(jiàn)，在瑞利信道（P）下，第一種提取方法相對(duì)于第二種提取方法在萊斯信道（F）可獲得更好的性能，這主要是由于瑞利信道更加接近于實(shí)際的無(wú)線移動(dòng)信道，具有比萊斯信道更為惡劣的衰落特性。第二種提取方法由于用信號(hào)功率轉(zhuǎn)移函數(shù)作為CSI，沒(méi)有考慮到信道的噪聲統(tǒng)計(jì)特性的變化，所以它并不適用于衰落變化比較快、而且存在窄帶干擾的信道，但由于其實(shí)現(xiàn)比較簡(jiǎn)單，可用于固定接收等衰落變化比較緩慢的信道。用歸一法提取的CSI，是經(jīng)過(guò)長(zhǎng)期的迭代得到的，充分地反映了信道噪聲的統(tǒng)計(jì)特性，因此更適用于移動(dòng)接收等衰落變化比較快、而且存在有窄帶干擾的信道。