在為高性能系統(tǒng)選擇寬帶模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）時(shí)，應(yīng)考慮許多模擬輸入規(guī)格，例如ADC分辨率、采樣速率、信噪比（SNR）、有效位數(shù)（ENOB）、輸入帶寬、無雜散動態(tài)范圍（SFDR）以及差分或積分非線性。

對于每秒千兆采樣（GSPS）ADC，SFDR可能是最重要的交流性能規(guī)格之一。它定義了ADC和系統(tǒng)從其他噪聲或任何其他雜散頻率中破譯載波信號的能力。

為了實(shí)現(xiàn)GSPS ADC中使用的轉(zhuǎn)換速度，可以采用幾種以高目標(biāo)采樣率捕獲信號的架構(gòu)。但是，其中一些架構(gòu)的使用是以犧牲全帶寬 SFDR 性能為代價(jià)的。

為了了解轉(zhuǎn)換器SFDR對系統(tǒng)的影響，我們回答了設(shè)計(jì)工程師提出的一些常見問題，包括SFDR規(guī)范的細(xì)節(jié)、轉(zhuǎn)換器數(shù)據(jù)手冊中如何描述SFDR規(guī)范、限制或最大化ADC性能的架構(gòu)以及限制SFDR性能的系統(tǒng)設(shè)計(jì)方面。

我已經(jīng)看到SFDR在數(shù)據(jù)表中有和沒有警告。究竟什么是 SFDR？

能夠從噪聲中辨別信號是許多信號采集系統(tǒng)的一個(gè)關(guān)鍵方面。無論是定義的電信協(xié)議、雷達(dá)掃描還是測量儀器，采集和破譯微弱信號都是任何差異化系統(tǒng)性能的核心。

SFDR表示可以與大干擾信號區(qū)分開來的最小功率信號。它定義了載波功率的均方根（rms）值與頻域中下一個(gè)最重要雜散信號的均方根值之間的動態(tài)比，例如在快速傅里葉變換（FFT）中。因此，根據(jù)定義，該動態(tài)范圍必須沒有其他雜散頻率或雜散。

SFDR通常量化為相對于目標(biāo)載波與下一個(gè)最重要頻率的功率的范圍，以功率單位（dBc）為單位。但是，它也可以參考以功率單位（dBFS）為單位的滿量程信號。這是一個(gè)重要的區(qū)別，因?yàn)槟繕?biāo)載波可能是功率相對較低的信號，遠(yuǎn)低于ADC的滿量程輸入。在這種情況下，SFDR在將信號與其他噪聲和雜散頻率區(qū)分開來方面變得至關(guān)重要。

什么限制了 ADC 的 SFDR？

諧波頻率是基頻的整數(shù)倍。對于設(shè)計(jì)良好的單芯片ADC內(nèi)核，SFDR通常由載波頻率與目標(biāo)基頻的二次或三次諧波之間的動態(tài)范圍決定。一些窄帶ADC數(shù)據(jù)手冊僅在窄帶內(nèi)定義SFDR，通常是當(dāng)二次和三次諧波落出帶外時(shí)。其他數(shù)據(jù)手冊可能會描述寬帶寬下的SFDR，并需要注意該性能需要滿足哪些條件。

雖然二次或三次諧波通?？赡苁侵饕碾s散頻率，但由于其他系統(tǒng)原因，有些雜散也可能限制GSPS ADC的SFDR性能。例如，多個(gè)交錯(cuò)式ADC內(nèi)核可以通過在頻域中引入交錯(cuò)偽像來創(chuàng)建雜散頻率。這些可能在幅度上大于基頻的二次或三次諧波。因此，它們將是SFDR的主要限制因素。雖然這似乎違反直覺，但SFDR也可以在交錯(cuò)式ADC數(shù)據(jù)手冊中指定，并告誡交錯(cuò)雜散被排除在計(jì)算之外（圖1）。

圖1.這是單芯片12位ADC的FFT，顯示三次諧波是SFDR的主要貢獻(xiàn)因素。在這種情況下，從基波（–1 dBFS）到三次諧波（–82 dBFS）的動態(tài)范圍為–81 dBc，因?yàn)樗c載波功率有關(guān)。

窄帶SFDR可以外推到寬帶SFDR嗎？

如果系統(tǒng)只關(guān)注窄帶頻譜，則可以使用帶通抗混疊輸入濾波器來抑制目標(biāo)頻帶外的諧波或偽影。這對于某些應(yīng)用可能工作正常，只要不需要觀察此濾波頻帶內(nèi)的信號即可。但對于寬帶信號采集系統(tǒng)來說，這是不可行的。在某些數(shù)據(jù)手冊中，ADC的SFDR也可以指定在遠(yuǎn)小于ADC全輸入帶寬的窄帶寬上。

通常，不能假設(shè)可以外推窄頻帶上的SFDR，以便在Fs/2的更寬或全奈奎斯特頻帶上獲得相同的性能。這主要是因?yàn)榛ㄕ瓗У念l率規(guī)劃是有意建立的，以濾除并將高次諧波推出目標(biāo)頻帶。如果去掉濾波器，那么這些諧波和其他雜散現(xiàn)在將成為系統(tǒng)中寬帶SFDR的一部分（圖2和圖3）。

圖2.窄帶應(yīng)用可以有效地使用寬帶SFDR較差的ADC。通過使用抗混疊濾波器來抑制紅色陰影區(qū)域的頻率，任何諧波或雜散現(xiàn)在都會被帶外濾除，否則會導(dǎo)致SFDR較差。

圖3.使用相同的條件，但假設(shè)ADC濾波被移除，那么寬帶諧波或雜散現(xiàn)在將限制SFDR。這說明了一種情況，即不能假設(shè)將優(yōu)秀的窄帶SFDR外推到寬帶SFDR。

差分輸入ADC的SFDR是否會受到其他前端系統(tǒng)組件的影響？

大多數(shù)高速ADC采用差分輸入結(jié)構(gòu)，可提供良好的共模噪聲抑制能力。然而，這需要許多采集系統(tǒng)將單端信號轉(zhuǎn)換為ADC輸入前端的差分信號。無源巴倫或變壓器和有源放大器是這種單差信號轉(zhuǎn)換過程的主要選擇。雖然系統(tǒng)這一部分有許多高性能元件選擇，但即使是最好的解決方案也會嵌入一些小的差分不平衡，這些不平衡會使目標(biāo)信號失真，并通過ADC降低SFDR。

ADC前端差分輸入信號每側(cè)之間的相位失配導(dǎo)致基波信號諧波的功率增加。當(dāng)差分信號的一側(cè)相對于其周期在時(shí)間上領(lǐng)先另一側(cè)一定量的相位時(shí)，就會發(fā)生這種情況。這種效應(yīng)如圖4所示，當(dāng)差分對的一側(cè)領(lǐng)先另一側(cè)時(shí)，周期相位的幅度很小。

圖4.在這種情況下，巴倫輸出與ADC差分輸入的相位失配為幾度。這可能導(dǎo)致FFT中的二次諧波高于差分輸入相位完美匹配時(shí)的二次諧波，從而影響SFDR。

差分信號采集系統(tǒng)前端的另一個(gè)不平衡可能是幅度失配。當(dāng)差分信號的一側(cè)增益與其補(bǔ)碼不同時(shí)，ADC輸入將一側(cè)視為較大的信號，另一側(cè)視為較小的信號。否則，這會降低基波信號的全部功率，并降低SFDR（以dBc為單位）。差分輸入之間2 dB幅度失配將導(dǎo)致輸入信號功率滿量程降低1 dB。這些前端信號完整性問題都有可能降低ADC的SFDR以及整個(gè)系統(tǒng)的信號解密能力。

有哪些ADC架構(gòu)可能會限制SFDR？

采樣速率高達(dá)1 GSPS及以上的多個(gè)ADC采用一對或幾個(gè)分立通道或內(nèi)核的交錯(cuò)方案，以實(shí)現(xiàn)全高速數(shù)據(jù)速率。例如，可以使用雙通道ADC，每個(gè)內(nèi)核通過交錯(cuò)在采樣采集過程中旋轉(zhuǎn)，以實(shí)現(xiàn)全采樣速率。當(dāng)一個(gè)通道正在采樣時(shí)，另一個(gè)通道仍在處理以前的樣本。交錯(cuò)架構(gòu)還可以使用三個(gè)或更多ADC內(nèi)核。

使用交錯(cuò)方法，多個(gè)ADC內(nèi)核可以并行工作，以實(shí)現(xiàn)比單個(gè)內(nèi)核更高的采樣速率。但是，每個(gè)內(nèi)核的輸入之間存在相位、偏移、增益和帶寬的細(xì)微差異。結(jié)果是可以在頻譜中引入新的交錯(cuò)偽像和鏡像雜散，從而降低ADC的寬帶SFDR。這將降低系統(tǒng)的動態(tài)范圍及其區(qū)分目標(biāo)信號和交錯(cuò)雜散信號的能力。為了減輕交錯(cuò)式ADC的偽影，系統(tǒng)工程師可能必須閱讀有關(guān)特殊校準(zhǔn)模式和雜散規(guī)劃方法的詳細(xì)應(yīng)用筆記。

單芯片ADC架構(gòu)只有一個(gè)處理內(nèi)核，不會出現(xiàn)交錯(cuò)雜散。單流水線內(nèi)核ADC是寬帶轉(zhuǎn)換器的一個(gè)例子，它將吹捧相對較高的SFDR，通常受二次或三次諧波的限制。

交錯(cuò)ADC在頻域中的性能如何？

對于包含三個(gè)分立交錯(cuò)內(nèi)核的采樣架構(gòu)，有兩個(gè)增益和相位鏡像雜散和一個(gè)失調(diào)雜散（圖 5）。在奈奎斯特× 2/3 處可以看到偏移雜散，但在這種情況下不是 SFDR 的主要貢獻(xiàn)者。SFDR限制增益和相位雜散在（2/3 × Nyquist ±模擬輸入頻率下可見。

圖5.本FFT顯示了交錯(cuò)系統(tǒng)板上使用的三個(gè)分立ADC。請注意相關(guān)的交錯(cuò)雜散偽像，與二次諧波（–8 dBFS）相比，這些偽像將SFDR限制為–85 dBc。

規(guī)模上最大的刺激將是該系統(tǒng)SFDR的主要貢獻(xiàn)者。如果沒有交錯(cuò)雜散，SFDR將是從基頻到二次諧波的動態(tài)范圍。在這種特殊情況下，由于交錯(cuò)鏡像雜散，SFDR的性能損失為–8 dB。

對于包含四個(gè)分立交錯(cuò)內(nèi)核的采樣架構(gòu)，有三個(gè)增益和相位鏡像雜散以及兩個(gè)失調(diào)雜散（圖 6）。在奈奎斯特和奈奎斯特存在<>/<>×偏移雜散，在（奈奎斯特 – 模擬輸入頻率）處存在另一個(gè)鏡像雜散，但在這種情況下，這些不是SFDR的主要貢獻(xiàn)者。顯性增益和相位雜散出現(xiàn)在（<>/<>×奈奎斯特±模擬輸入頻率）。

圖6.該FFT顯示了交錯(cuò)系統(tǒng)板上使用的四個(gè)分立ADC。請注意，與三次諧波（–13 dBFS）相比，在奈奎斯特±Ain×84/<>時(shí)影響SFDR的相關(guān)圖像雜散偽影，否則SFDR將SFDR限制為–<> dBc。

如果這些雜散的幅度大于二次或三次諧波，它們將成為系統(tǒng)SFDR的主要貢獻(xiàn)者。如果沒有交錯(cuò)雜散，SFDR將是從基頻到三次諧波的動態(tài)范圍。在這種特殊情況下，由于交錯(cuò)鏡像雜散，SFDR的性能損失為–13 dB。

其他 SFDR 限制

SFDR性能下降的另一個(gè)潛在領(lǐng)域是系統(tǒng)設(shè)計(jì)，它允許外部噪聲耦合到ADC的模擬或時(shí)鐘輸入端。此外，如果系統(tǒng)板布局未經(jīng)過仔細(xì)規(guī)劃，ADC的數(shù)字輸出有可能耦合回輸入端。外部噪聲也可能耦合到ADC的基準(zhǔn)電壓源、電源或接地域。如果噪聲足夠大且呈半周期性，則在系統(tǒng)的頻域中，它可能顯示為與基頻或ADC架構(gòu)無關(guān)的不需要的SFDR限制雜散。

GSPS ADC 的未來

GSPS ADC現(xiàn)在可提供高寬帶SFDR，而沒有過去系統(tǒng)性能有限的交錯(cuò)偽像。AD9680是一款雙通道、14位、1 GSPS ADC，采用78 GHz輸入時(shí)可實(shí)現(xiàn)1 dBc的SFDR。AD9625是一款12位、2 GSPS ADC，采用80 GHz輸入時(shí)提供1 dBc的典型寬帶SFDR。

SFDR是GSPS和ADC中重要且關(guān)鍵的性能指標(biāo)。寬帶SFDR通常受到基波信號的二次或三次諧波的限制。單芯片流水線ADC和其他先進(jìn)架構(gòu)正在推動高性能GSPS轉(zhuǎn)換器的新領(lǐng)域。它們在頻域中不會出現(xiàn)以往在GSPS空間的ADC架構(gòu)中存在的交錯(cuò)雜散。

對于那些需要寬帶響應(yīng)的應(yīng)用程序，導(dǎo)航、規(guī)劃和刪除這些工件可能會有問題。新的解決方案解決了這些系統(tǒng)問題，可在寬帶頻譜上提供最先進(jìn)的SFDR性能。

審核編輯：郭婷