摘要：EconoDUAL3是一款經(jīng)典的IGBT模塊封裝，其上一代的1700V系列產(chǎn)品已經(jīng)廣泛應用于級聯(lián)型中高壓變頻器、靜止無功發(fā)生器（SVG）和風電變流器，覆蓋了中功率和一部分大功率的應用場合。隨著芯片技術的發(fā)展和市場對高功率密度IGBT模塊的需求增加，英飛凌已經(jīng)基于最新的1700V IGBT7技術開發(fā)了新一代的EconoDUAL3模塊，并率先推出了900A和750A兩款新產(chǎn)品。本文首先分析了上一代最大電流等級600A的產(chǎn)品FF600R17ME4在MVD和SVG中的典型應用，然后介紹了1700V IGBT7的芯片特性和EconoDULA 3模塊的性能優(yōu)化。通過與FF600R17ME4對比，分析了900A和750A的產(chǎn)品優(yōu)勢。最后，針對級聯(lián)高壓變頻器和靜止無功發(fā)生器的應用場景，通過仿真對比，闡明了新一代IGBT產(chǎn)品在輸出能力和功率損耗等方面為系統(tǒng)帶來的價值。

級聯(lián)型H橋（Cascaded H-bridge,CHB）拓撲的結構簡單，擴展靈活。由于采用了相同的功率單元，所以便于模塊化設計和制造，可以有效的降低成本。目前它已經(jīng)在中高壓級聯(lián)型變頻器（以下簡稱MVD）和靜止無功發(fā)生器（以下簡稱SVG）中獲得了廣泛應用，這兩種設備的功率單元拓撲圖見圖1。在工業(yè)應用中，電機作為風機、泵、壓縮機、皮帶機、提升機、破碎機和球磨機等各種機械設備的驅動裝置，其耗電量約占中國整個工業(yè)電耗的60%以上。采用MVD與生產(chǎn)工藝結合，可以顯著的降低電機能耗。SVG主要應用于提升電網(wǎng)的輸電容量及穩(wěn)定暫態(tài)電壓，也可實現(xiàn)輸配電網(wǎng)、風電和光伏發(fā)電場、電弧爐/軋鋼機、礦山、石化、煤礦、港口等行業(yè)的功率因數(shù)控制、母線電壓閃變抑制及補償不平衡負荷、濾除負荷諧波電流，達到提高電能質(zhì)量，節(jié)省電能的目的。隨著國家“雙碳目標”的確立，一方面將會繼續(xù)推進工業(yè)領域的節(jié)能減排，另一方面會大力提升新能源發(fā)電（風電和光伏）的占比，所以MVD和SVG的市場空間也將持續(xù)增加。

如圖2所示，EconoDUAL3 IGBT模塊的直流和交流功率端子分別位于模塊兩側，功率端子之間的區(qū)域用于放置驅動板。這樣母線電容的直流母排、驅動板和交流母排在空間上互不干擾，便于器件并聯(lián)和系統(tǒng)設計。英飛凌上一代的1700V IGBT4包含225A、300A、450A和600A 4個電流等級，通過每相采用單模塊和兩個模塊并聯(lián)，基本可以覆蓋6kV-10kV MVD的中等功率范圍和一部分大功率范圍、10kV-35kV SVG的中等容量范圍。對于大功率MVD和大容量SVG，1700V的IGBT有兩種解決方案，一種是增加EconoDUAL3模塊的并聯(lián)數(shù)量，比如采用600A模塊FF600R17ME4 3并聯(lián)或者4并聯(lián)。另一種是采用其他封裝的大電流IGBT模塊，比如1000A模塊FF1000R17IE4或者1400A模塊FF1400R17IP4，這樣既可以增加系統(tǒng)的容量，又可以減少模塊的并聯(lián)數(shù)量，略有不足之處是增加了模塊的封裝種類，功率單元設計也要根據(jù)模塊的結構進行較大的調(diào)整。

為了進一步提升EconoDUAL 3模塊的性能，英飛凌開發(fā)了新一代的1700V IGBT7芯片和EC7二極管芯片，推出了750A FF750R17ME7D和900A FF900R17ME7兩款新產(chǎn)品，其電流密度分別比FF600R17ME4提升了25%和50%。其中900A是業(yè)內(nèi)1700V EconoDUAL3已量產(chǎn)產(chǎn)品的最大電流等級。此外，為了降低負功率因數(shù)應用中二極管的溫度應力，比如雙饋風力發(fā)電機電機側變流器二極管的結溫波動較大，F(xiàn)F750R17ME7D把二極管的電流升級到1200A。在介紹IGBT7的芯片特性和模塊的特點之前，有必要對IGBT4在MVD和SVG中的應用情況有一個初步的了解。

圖1.MVD和SVG的功率單元拓撲圖，

a-MVD；b-SVG

圖2.EconoDUAL3 IGBT模塊

02

FF600R17ME4在MVD和SVG中的應用

MVD和SVG功率單元中IGBT的開關頻率比較低，一般在600Hz左右。通過采用多級功率單元級聯(lián)，可以實現(xiàn)較高的逆變器等效開關頻率，從而可以消除輸出電壓更多的諧波。較低的開關頻率降低了器件的開關損耗，使得器件的導通損耗占比更高。下面以表1中MVD和SVG風冷功率單元的典型額定工作參數(shù)為例，用Plecs仿真軟件分析了FF600R17ME4的功率損耗和結溫，結果如圖3所示。MVD的功率因數(shù)接近1，IGBT的導通損耗和開關損耗之和遠高于二極管，所以IGBT的結溫最高，為122.3℃。此外，IGBT的導通損耗約占其總損耗（導通損耗+開關損耗）的73%。SVG的功率因數(shù)為0，二極管的導通損耗和IGBT的導通損耗接近，占各自總損耗的60%和72%。二極管的開關損耗比IGBT的低，所以二極管的總損耗比IGBT略低。由于二極管的結殼熱阻比IGBT高，所以二極管的結溫最高，為119.9℃。在MVD和SVG中，IGBT的導通損耗約占IGBT和二極管總損耗的56.5%和32.6%，所以采用具有更低飽和壓降的IGBT7可以降低器件的總損耗，提升器件的輸出能力。下文會進一步研究1700V IGBT7在MVD和SVG中的應用價值。對于MVD，主要對比FF600R17ME4和FF900R17ME7，對于SVG，會分析FF600R17ME4，F(xiàn)F750R17ME7D和FF900R17ME7這三款產(chǎn)品。

表1.MVD和SVG功率單元的額定工況

a.IGBT和Diode的結溫

b.IGBT和Diode的導通損耗和開關損耗

c.IGBT和Diode導通損耗和開關損耗在各自總損耗中的占比

圖3.FF600R17ME4的功率損耗和結溫

-工作參數(shù)參考表1

03

1700V IGBT7芯片技術

3.1

IGBT7芯片介紹

IGBT7芯片技術首先應用于1200V的低功率IGBT，后來逐步擴展到1200V的中功率和大功率IGBT，其主要應用為電機控制類的變頻器，比如通用變頻器、伺服驅動器和電動汽車主驅逆變器。為了提升1700V IGBT模塊的電流密度，英飛凌專門開發(fā)了1700V的IGBT7芯片，并首先應用于EconoDUAL3封裝。IGBT7芯片技術采用了微溝槽（micro-pattern trench，簡稱MPT）結構，以解決芯片高電流密度面臨的挑戰(zhàn)，MPT結構的簡化示意圖如圖4所示。把柵極溝槽的臺面寬度減少到亞微米長度，可以增加載流子約束，實現(xiàn)更低的飽和壓降。另外，通過調(diào)整柵極溝槽、發(fā)射極溝槽和活躍通道的接觸方案，則可以同時優(yōu)化芯片的開關特性、開關損耗和門極電荷。1700V的二極管芯片EC7（emitter controlled，發(fā)射極控制）借鑒了1200V EC4和1700V EC5二極管的設計理念，實現(xiàn)了更高電流密度芯片的性能優(yōu)化。

圖4.MPT元胞示意圖，中心有一個活躍通道，左上是帶有不活躍臺面的柵極溝槽，左下是發(fā)射極溝槽

3.2

IGBT7的導通特性

圖5是FF600R17ME4，F(xiàn)F750R17ME7D和 FF900R17ME7在25度和150度結溫的輸出特性曲線。由于IGBT采用了微溝槽結構和載流子限制，它的的飽和壓降得到了顯著的降低，所以相同結溫時，F(xiàn)F900R17ME7的曲線位于左側，F(xiàn)F750R17ME4D位于中間，F(xiàn)F600R17ME4位于右側。以FF600R17ME4的標稱電流600A為基準對比這三種器件在150度結溫的飽和壓降，F(xiàn)F600R17ME4為2.45V。FF750R17ME7D為 1.81V，比FF600R17ME4低0.64V，大約 26.1%。FF900R17ME7為1.65V。FF900R17ME7為1.65V，比FF600R17ME4低 0.8V，大約32.6%。更公平的比較是基于器件各自的標稱電流，此時FF750R17ME7D和 FF900R17ME7D的飽和壓降均為為2.05V，比 FF600R17ME4低0.4V,大約16.3%。所以，IGBT7可以明顯的降低IGBT的導通損耗。

圖5.IGBT4和IGBT7的導通特性曲線，圖表上方的數(shù)值為三種器件的Vce值，條件為：Ic=600A，Vge=+15V,Tvj=150℃

圖6是三種器件二極管的正向特性曲線，結溫分別為25度和150度。當電流為600A時，F(xiàn)F600R17ME4的正向壓降為1.95V。FF750R17ME7D為1.63V，比FF600R17ME4低0.32V，大約16.4%。FF900R17ME7為1.88V，比FF600R17ME4僅低0.07V，大約3.6%。因為FF750R17ME7D的二極管電流為1200A，所以它比FF900R17ME7的壓降更低。當基于器件各自的標稱電流時，F(xiàn)F750R17ME7D的正向壓降為1.8V，比FF600R17ME4低0.15V，大約7.7%。FF900R17ME7為2.2V，比FF600R17ME4高0.25V，大約12.8%。當電流比較高時，F(xiàn)F600R17ME4二極管的壓降是正溫度系數(shù)，而FF750R17ME7D和FF900R17ME7的壓降在全電流范圍均為負溫度系數(shù)。設計EC7二極管為負溫度系數(shù)的原因是為了優(yōu)化二極管的反向恢復特性，降低方向恢復損耗，同時降低IGBT的開通損耗。在2-3kHz開關頻率的整流或者逆變應用中，由于IGBT的開關損耗和二極管的反向恢復損耗占比較高[1]，EC7二極管可以降低器件的總損耗。與FF600R17ME4相比，即便FF750R17ME7D無法明顯降低二極管的導通損耗，甚至FF900R17ME7還略微增加，但是FF750R17ME7D和FF900R17ME7的總損耗明顯比FF600R17ME4，詳見SVG應用部分的分析。

圖6.EC4和EC7二極管的正向特性曲線，圖表上方的數(shù)值為三種器件的Vf值，條件為：Ic=600A，Tvj=150℃

04

IGBT7 EconoDUAL3模塊的新特性

高電流密度的IGBT模塊除了需要用高電流密度的芯片，還需要增強模塊設計，比如提升芯片的工作結溫、減小模塊內(nèi)部引線電阻發(fā)熱和降低功率端子溫升，以應對系統(tǒng)高功率密度設計面臨的挑戰(zhàn)。

4.1

175度過載工作結溫

通過優(yōu)化EconoDUAL3模塊設計，IGBT7芯片增加了過載結溫定義，如圖7所示。IGBT7允許的過載結溫位于150℃和175℃之間，過載時間小于等于20%過載周期，比如當過載周期T=300秒時，則過載持續(xù)時間t1不能超過60秒。60秒也是過載持續(xù)時間的最大值，比如如果過載周期T=600秒，則t1仍然不能超過60秒。在通用變頻器、中高壓MVD和SVG等有一分鐘及以內(nèi)過載工況的應用中，與IGBT4相比，IGBT7額外的25度過載工作結溫可以提升器件額定工況對應的工作結溫，使過載結溫位于150℃和175℃之間，從而增加器件的輸出能力和系統(tǒng)的功率密度。

圖7.IGBT7和IGBT4芯片允許的工作結溫，IGBT過載結溫最高175℃，IGBT4最高結溫150度

4.2

提升交直流功率端子載流能力

模塊的輸出電流會在交直流功率端子上產(chǎn)生與電流呈平方關系的歐姆損耗，這些損耗一部分通過模塊內(nèi)部的銅連接線傳導到DCB，然后通過模塊基板傳遞到散熱器，另一部分損耗傳遞到與功率端子連接的外部銅排，最終功率端子會達到熱平衡。如果EconoDUAL3模塊輸出更大的電流，功率端子的溫升會成為系統(tǒng)設計的瓶頸。為此，IGBT7 EconoDUAL3對模塊內(nèi)部連接DCB和功率端子的結構設計進行了優(yōu)化。IGBT7增加了模塊內(nèi)部功率端子側的銅片面積，以便于安裝更多的銅連接線，因而IGBT7比IGBT4的銅連接線數(shù)量多了40%。熱測試對比表明，在相同工況（模塊輸出電流550Arms，IGBT開關頻率1000Hz）下，1200V IGBT7 EconoDUAL3比IGBT4的直流端子低大約20度，參考[2]，因1700V IGBT7 EconoDUAL3的封裝與1200V相同，所以1200V的測試結果也適用于1700V IGBT7。

a 直流功率端子

b交流功率端子

圖8.EconoDUAL3交直流功率端子與內(nèi)部DCB連接圖，F(xiàn)F600R17ME4（左），F(xiàn)F900R17ME7（右）

4.3

減小內(nèi)部引線電阻

模塊內(nèi)部的綁定線、DCB上表面的覆銅層和芯片與DCB之間的焊接層共同組成了內(nèi)部引線電阻，其等效值為RCC’+EE’，如圖9所示。C是IGBT集電極功率端子，C′是IGBT發(fā)射極輔助端子，E是IGBT發(fā)射極功率端子，E′是IGBT發(fā)射極輔助端子。EconoDUAL3為半橋拓撲，包含兩個等效的IGBT開關和與其并聯(lián)的續(xù)流二極管。每個IGBT開關和續(xù)流二極管各包含一個RCC’+EE’。如表2所示，由于IGBT7優(yōu)化了模塊內(nèi)部的連接設計，其常溫RCC’+EE’為0.8毫歐，比IGBT4的1.1毫歐降低了27.3%。

圖9.EconoDUAL3 IGBT功率端子和等效的內(nèi)部引線電阻示意圖

表2.1700V EconoDUAL3 IGBT4和IGBT7的內(nèi)部引線電阻

常溫狀態(tài)下，RCC’+EE’的損耗計算參考公式(1)。

RCC'+EE'：模塊內(nèi)部的等效引線電阻

i(t)=sin?(ωt)：正弦輸出電流

τ'(t)：IGBT或diode的脈沖函數(shù)，導通時為1，關斷時0。

IGBT模塊的溫度也會影響RCC’+EE’的數(shù)值，參考計算公式(2).

α:銅材料的溫度系數(shù)，為3.85·10-3/K。

TRCC^'+EE'：假定引線電阻的溫度與IGBT模塊的殼溫Tcase相同。

根據(jù)公式(1)、公式(2)和IGBT模塊的三個殼溫，圖10給出了FF600R17ME4和FF900R17ME7 RCC’+EE’的

損耗對比。在小電流范圍內(nèi)，兩種器件的引線電阻損耗差別不大，當輸出電流較大時，F(xiàn)F900R17的損耗明顯更低。以75度殼溫為例，當模塊輸出電流分別為300A和500A時，F(xiàn)F900R17ME7比FF600R17ME4的損耗分別低16W和45W，因而IGBT7更有損耗優(yōu)勢。接下來的MVD和SVG仿真均考慮了RCC’+EE’對損耗、結溫和輸出能力的影響。

圖10.FF600R17ME4和FF900R17ME7內(nèi)部引線電阻損耗對比

05

IGBT7和IGBT4仿真分析

5.1

MVD應用仿真分析

如上文分析，在MVD應用中，F(xiàn)F600R17ME4的IGBT導通損耗約占總損耗的56.5%（不包括引線電阻損耗），F(xiàn)F750R17ME7D和FF900R17ME7的IGBT飽和壓降均比FF600R17ME4有明顯降低。所以，在相同工況下，F(xiàn)F900R17ME7的輸出能力最高，F(xiàn)F600R17ME4最低，F(xiàn)F750R17ME7D介于二者之間。因此，本部分的仿真分析主要對比FF900R17ME7和FF600R17ME4。仿真參數(shù)見表1，使用風冷和水冷兩種散熱器，熱阻分別為0.15K/W和0.05K/W。對于MVD的過載工況，雖然110%額定電流1分鐘過載在風機、水泵類負載中比較普遍，從更嚴苛的角度考慮，本文的過載工況為120%額定電流1分鐘。

圖11為風冷MVD的輸出電流和IGBT最高結溫的仿真結果，包括了額定工況和過載工況。結溫為150度時，兩種器件的額定輸出電流分別為350A和442A。FF900R17ME7比FF600R17ME4高92A，大約26.3%。考慮FF900R17ME7具有1分鐘的過載結溫，額定輸出仍為442A時，過載結溫大約為175度。剛好充分利用了25度過載結溫。為了使FF600R17ME4的過載結溫不超過150度，其額定輸出電流需要降低到320A。所以，過載工況時FF900R17ME7的輸出比FF600R17ME4高122A，大約38.1%。

與風冷工況類似，圖12總結了水冷MVD的仿真結果。結溫為150度時，F(xiàn)F600R17ME4的額定輸出電流為570A，F(xiàn)F900R17ME7為721A，比FF600R17ME4高151A，大約26.5%。過載工況時，兩種器件的輸出電流分別為480A和672A，F(xiàn)F900R17ME7比FF600R17ME4高192A，大約40%。上述兩種冷卻形式的仿真結果表明IGBT7額外的25度過載結溫可以進一步提升FF900R17ME7相對于FF600R17ME4的輸出能力。

除了提升器件的輸出能力，IGBT7還可以降低器件的總損耗，提升系統(tǒng)的效率。如圖13所示，F(xiàn)F900R17ME7中一個IGBT和反并聯(lián)續(xù)流二極管的總損耗為297W，比FF600R17ME4的402W低105W，大約35.4%。除了二極管的開關損耗有所增加，其他部分的損耗均有不同程度的降低，體現(xiàn)了上文介紹的IGBT7芯片和EconoDUAL3封裝優(yōu)化的價值。其中，IGBT的導通損耗降低了51W，IGBT開關損耗降低了16W，二極管開關損耗降低了11W，引線電阻損耗降低了20W。

圖11.風冷MVD的輸出電流和IGBT最高結溫

-額定和120%過載1分鐘

圖12.水冷MVD的輸出電流和IGBT最高結溫

-額定和120%過載1分鐘

圖.13 風冷MVD中FF600R17ME4和FF900R17ME7的損耗（一個IGBT和一個反并聯(lián)二極管），輸出電流300A

5.2

SVG應用仿真分析

根據(jù)表1中的SVG工作參數(shù)，采用與MVD相同的仿真方法、散熱器熱阻和過載工況，對三種器件進行了對比分析。

圖14為風冷SVG的仿真結果。結溫為150度時，F(xiàn)F600R17ME4，F(xiàn)F750R17ME7D和FF900R17ME7的額定輸出電流分別為367A，427A和417A。FF750R17ME7D比FF600R17ME4高60A，大約16.3%。FF900R17ME7高50A，大約13.6%。FF600R17ME4 120%過載1分鐘的輸出電流為325A。120%過載1分鐘并且IGBT7過載結溫不超過175度時，F(xiàn)F750R17ME7D輸出電流仍為427A，F(xiàn)F900R17ME7仍為417A。其分別比FF600R17ME4高102A和92A，大約31.4%和28.3%。

圖15為水冷SVG的仿真結果。結溫為150度時，F(xiàn)F600R17ME4，F(xiàn)F750R17ME7D和FF900R17ME7的額定輸出電流分別為612A，715A和673A。FF750R17ME7D比FF600R17ME4高103A，大約16.8%。FF900R17ME7高61A，大約10%。FF600R17ME4 120%過載1分鐘的輸出電流為512A。120%過載1分鐘并且IGBT7過載結溫不超過175度時，F(xiàn)F750R17ME7D輸出電流為675A，F(xiàn)F900R17ME7為645A。其分別比FF600R17ME4高163A和133A，大約31.8%和26%。

如圖16所示，F(xiàn)F750R17ME7中一個IGBT和反并聯(lián)續(xù)流二極管的總損耗為608W，F(xiàn)F900R17ME7為607W，它們比FF600R17ME4的781W低大約173W, 22.1%。FF750R17ME7D所有的損耗部分均比FF600R17ME4低。FF900R17ME7二極管的導通損耗比FF600R17ME4高5W，其余部分的損耗均低于FF600R17ME4。對比結果再次驗證了上文介紹的IGBT7芯片和EconoDUAL3封裝優(yōu)化的價值。

圖14.風冷SVG的輸出電流和二極管最高結溫

-額定和120%過載1分鐘

圖15.水冷SVG的輸出電流和二極管最高結溫

-額定和120%過載1分鐘

圖16.水冷SVG中FF600R17ME4，F(xiàn)F750R17ME7D和FF900R17ME7的損耗（一個IGBT和一個反并聯(lián)二極管），輸出電流500A

06

結論

本文介紹了英飛凌新一代1700V IGBT7和二極管EC7芯片的特性。通過與上一代產(chǎn)品FF600R17ME4對比，詳細分析了EconoDUAL3模塊的優(yōu)化設計及其為系統(tǒng)帶來的價值。基于MVD典型應用工況的仿真結果表明，無論風冷還是水冷工況，F(xiàn)F900R17ME7比FF600R17ME4的損耗更低，輸出能力更強，可以實現(xiàn)更高的電流密度。同理，在SVG應用中，F(xiàn)F750R17ME7D的損耗和FF900R17ME7相似，輸出能力略高于FF900R17ME7，這兩款新產(chǎn)品的損耗均比FF600R17ME4低很多，因而可以實現(xiàn)更高的輸出能力。本文的仿真結果均基于理想工況，IGBT模塊在實際系統(tǒng)中的損耗和輸出能力應以實際系估為準。